0     引言

     随着我国加入WTO，工厂大功率进口用电设备越来越多，生产线所用供电功率越来越大，对大功率需求也越来越大，市场前景十分看好。

     目前市场上的大功率变频电源在使用中不同程度地暴露出一些问题，例如对电网污染问题和整机可靠性问题，给用户造成很大的不便。为满足市场的需求，迫切需要研制可靠性高且环保的大功率变频电源。为此我公司集中力量，xx按照国家军标要求，针对大功率变频电源主电路功率器件上的电流大和电路的耗散功率大，散热问题严重以及对电网污染大等特点，主要从，吸收电路，过流保护和直流母线等方面对大功率变频电源进行了优化设计，研制出了高可靠性的700KVA的三进三出的大功率变频电源。

1　优化方案

1.1   整流电路的改进[ 1 ]

     对三相输入的，一般采用三相桥式不可控整流，直流侧采用电容滤波。这种电路输入电流的基波分量相位与电源电压相位大体相同，因而基波功率因数接近1。但其输入电流的谐波分量却很大，给电网造成严重污染，也使得总的功率因数很低。谐波使公用电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的效率，大量的谐波流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。谐波还会对邻近的系统产生干扰，重者使系统无法正常工作。

     采用如图1所示的12脉波整流电路，移相30°构成串联2重结电路，利用变压器二次绕组接法的不同，使两组三相交流电源间相位错开30°，从而使整流输出电压在每个交流电源周期中脉动12次，故为12脉波整流电路。变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位角相差30°、大小相等的两组电压，接到相互连接的整流桥上。

    即输入电流谐波次数为 12K±1，其幅值与次数成反比而降低。这样使得网侧5次和7次谐波电流大大减少。

1.2   直流母线的设计[ 2]

     目前国内中小功率变频电源的功率母线主要有以下几种：

     1）印刷电路板母线主要用于小功率的变频电源，缺点是通过的电流小。
     2）圆铜导线是最常用的功率母线，适用于中功率变频电源，缺点是寄生电感大。
     3）宽度2、3cm，厚度2、3mm的窄铜条，适用于中功率的变频电源，缺点是寄生电感大。

     随着功率的加大，以上功率母线就不适合了，会带来一些问题， 大功率变频电源的功率器件在开关过程中，由于从直流储能电容至IGBT器件之间的直流母线上的寄生电感和IGBT模块自身电感的影响，会产生很高的尖峰电压，这种尖峰电压，会使器件过热，甚至有时使IGBT失控并超过器件的额定安全工作区而损坏。因而，必须将开关过程中产生的尖峰电压限制在允许范围内，降低尖峰电压一般有两种方法：一是通过增加栅极驱动电阻来减小di/dt,但选择合适的栅极驱动电阻很困难，若驱动电阻太大，导致dv/dt减小，开通时间和关断时间延长，增加了开关损耗；二是减小直流回路功率母线的分布电感。由于上述几种功率母线都存在着不同的缺点，为此采用迭层功率母线。

     迭层功率母线基于电磁场理论，把连线做成扁平截面，在同样截面下做得越薄越宽，它的寄生电感越小，相邻导线内流过相反的电流，其磁场抵消，也可使寄生电感减小。所谓迭层功率母线是以又薄又宽的铜排形式迭放在一起，各层之间用高绝缘强度的材料隔离，整个母线极之间的距离比较一致，以减少互感，各层铜排都在所需要的端子位置处同其他层可靠绝缘地引出，使所具有不同电位的端子表露在同一平面上，以便于把主电路中的所有器件与之相连。使用迭层功率母线将IGBT和整流管等模块、散热器、电容器组合在一起，迭层功率母线与器件之间的连接是用不同的端子和插接件等来完成的，以便相连接时的接触表面与母线之间的接触电阻非常小，也使得寄生电感成数量级地减小，从而使Ldi/dt的过电压应力降至{zd1}，保证装置工作在{zj0}状态。

     根椐电磁理论假设：

     1）迭层功率母线的长度远大于宽度，同时宽度远大于厚度和两块正负极板之间的距离，则迭层功率母线在长度方向上的磁感应强度相同；
     2）迭层功率母线为非铁质物质，流过的电流为I，且均匀分布，则宽度方向的电流密度 d=I / b。则迭层功率母线的电感为：
       （1）

     式中 L：电感，包括迭层功率母线的内电感和外电感两部分
      l：迭层功率母线长度             b : 宽度       w:   厚度
      a: 两块正负极板之间的距离      μr: 极板的磁导率

     当（b/2a）趋近于∞时，代入式（1）可得
                                       （2）

     若两块正负极板之间的距离接近零，且w远小于b时，可知电感L为零，可见两块正负极板之间的距离越小越好。

     迭层功率母线共采用四层板，从下到上依次为绝缘板1，铜板负极，绝缘板2，铜板正极。图2 是四层板的外形尺寸图，1为铜板负极，2为铜板正极，3为绝缘板1和2。

     使用迭层功率母线除了使寄生电感减小外，还能使空间电磁干扰降低。根据电磁场理论，当导体中有电流流过时，会在空间任何一点产生磁场。设空间某点的磁场用磁感的磁导率B来衡量，空间中有磁导率可近似为真空中的磁导率μ，则B随电流成正比变化。当迭层功率母线中通入两个大小相同、方向相反的电流时，它们在空间某点产生的B是两个方向相反电流产生的B的矢量和。根椐毕奥一沙法律，空间任意一点的合成B的幅值为：　
B=

     式中   I：极板中电流           
     l1：正极板中心点到空间某点的距离
     l2：负极板中心点到空间某点的距离  
     θ: 空间某点到两极板中心点的连线的夹角

     由上式可知，当迭层功率母线中极板上电流一定时，要使空间某点的电磁干扰尽可能小，应使 尽可能小，即正负极板之间的中心距尽可能小。

1.3   增加直流偏磁电路

     随着变频电源功率的加大，不得不考虑主变压器的偏磁问题，偏磁的后果是十分严重的，轻则会使变压器和功率半导体模块的功耗增加，温升加剧，变压器的机械噪声增大，严重时还会损坏功率器件，使变频电源不能正常工作。因此，为了提高大功率变频电源的可靠性，必须增加抗偏磁电路。

     为解决SPWM全桥逆变器中存在的直流偏磁问题，首先选择饱和压降和存储时间特性一致的功率开关管用于SPWM全桥逆变器，减小控制电路的脉宽失真和驱动延时，其次变压器铁心加气隙，增加铁心的磁阻，提高变压器抗直流偏磁的能力，{zh1}采用抗偏磁电路。

     由于在输出变压器中，励磁电流一般仅占原边电流的2％，因此原边电流直流分量的检测必须首先滤除励磁电流中的基波及高频成分，然后再将剩下的直流分量放大后用于控制。励磁电流中直流分量的提取可先由霍尔电流传感器检测变压器的原边电流，再经有源滤波，{zh1}送到PID调节器中，其双闭环控制原理框图为如图3所示。

     实际上是通过对逆变器的输出电流引入负反馈，限制主电路中的直流分量，以防止变压器产生偏磁。这种抗偏磁电路的调节方法实现了直流偏磁的自动调节，在各个工作点均能很好的防止直流偏磁的产生。

     此方案优点在于与过流保护共用一个检测器件，节省费用；当发生直流偏磁时，变压器励磁电流以指数规律迅速增大，比检测电压纠偏的方法灵敏。

1.4   吸收电路的改进

     通常，对于变频电源C﹑E间的过压一般采用如图4所示的电路，安装缓冲电路抑制集电极、发射极间过电压。小功率用图4A和图4B组合，中大功率用图4A和图4C组合，但随着变频电源功率进一步加大，这种组合就不适合了。以下做一下简单分析。

图5为采用缓冲吸收电路的典型关断电压波形。

     在图5中，Vce起始电压的毛刺ΔV1是由缓冲电路的寄生电感LS和缓冲二极管的正向恢复引起的。其     主要部分取决于寄生电感LS：

     di/dt为关断瞬间或二极管恢复瞬间的di/dt。di/dt最差情况接近0.02A/ns×IC，如果ΔV1的限值已经确定，缓冲电路的{zd0}允许电感量可由di/dt估算。

     假如IGBT的工作峰值电流ICM为800A，若ΔV1限制在150V，则最差情况的di/dt约为：

     由计算可知，大功率的IGBT电路需要极低电感量的缓冲电路。随着IGBT电流的增加，C、E的距离不断变大，所用缓冲电容和缓冲器电阻也越来越多，缓冲电路的PCB板也变得很大，缓冲电路的寄生电感很难做到十几 nH 以下，ΔV1限制在150V就比较难，有可能会超过500V以上，造成过压，损坏IGBT。

     综上分析，超过600A的IGBT使用缓冲电路有可能还不如不用缓冲电路的效果好，若缓冲电路设计不好，可能会增加尖峰电压。因此我们去掉缓冲电路板，只在C、E上并联无感电容，再加上使用迭层功率母线，实践证明这种方式安全可靠。

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