随着电子与通信技术的不断进步，各种电子新产品的开发速度越来越快。现代计算机和微电子技术的进一步结合和发展，使得电子电路和通信线路的设计出现了两个分支。一个是朝着更高集成度的集成电路发展；而另一个是利用分立元件和硬件描述语言对新型器件进行专门设计.

    调频广播具有抗干扰性能强、声音清晰等优点,获得了快速的发展。调频电台的频带通常大约是200～250kHz,其频带宽度是调幅电台的数十倍,便于传送高保真立体声信号。由于调幅波受到频带宽度的限制,在接收机中存在着通带宽度与干扰的矛盾,因此音频信号的频率局限于30～8000Hz的范围内。在调频时,可以将音频信号的频率范围扩大至30～15000Hz,使音频信号的频谱分量更为丰富,声音质量大为提高。目前,许多中小功率的调频发射机都采用变容二极管直接调频技术,即在工作于发射载频的LC振荡回路上直接调频,采用晶体振荡器和锁相环路来稳定中心频率。较之中频调制和倍频方法,这种方法的电路简单、性能良好、副波少、维修方便,是一种较先进的频率调制方案.

    调频器广泛用于调频广播、电视伴音、微波通信、锁相电路和扫频仪等电子设备。

由于抗干扰能力强、功率利用率高、信息传输保真度高等优点，频率调制广泛应用于各种通信系统和电子设备中。实现调频的方法有直接调频法和间接调频法两类，

所谓调频，就是把要传送的信息（例如语言、音乐）作为调制信号去控制载波（高频振荡信号）的瞬时频率，使其按调制信号的规律变化。

设调制信号，载波，根据调频的定义可知：调频时载波的振幅不变，而瞬时频率将随线性变化，即

           (1-1)

根据瞬时相位与瞬时频率的关系有

           (1-2)

故调频波的数学表达式

                        (1-3)

上述式子中，是调频波瞬时频率的{zd0}偏移，简称频偏，显然它与调制信号振幅成正比。比例常数亦称调频灵敏度，表示单位调制电压所产生的频偏。称为调频指数，是调频瞬时相位的{zd0}偏移，它的大小反映了调制深度。

调频的实现方法大致有两大类，即直接调频和间接调频。直接调频的基本原理是利用调制信号直接线性地改变载波振荡的瞬时频率。如果受控振荡器是产生正弦波的LC振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路的电感和电容。将受到调制信号控制的可变电抗器件与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号的规律变化，实现直接调频。本论文将以变容二极管来实现直接调频。可变电抗器件很多，其中应用最广的是变容二极管。作为电压控制的可变电容元件，它有工作频率高、损耗小和使用方便等优点。变容二极管直接调频基本的电路如图1-1所示。

变容二极管是根据PN结的结电容随反向电压大小而变化的原理设计的一种二极管。它的极间结构、伏安特性与一般检波二极管没有多大差别。不同的是在加反向偏压时，变容二管呈现较大的结电容。这个结电容的大小能灵敏地随反向偏压而变化。正是利用了变容二极管这一特性，将变容二极管接到振荡器的振荡回路中，作为可控电容元件，则回路的电容量会随调制信号电压而变化，从而改变振荡频率，达到调频的目的。

变容二极管的反向偏置电压与结电容呈非线性关系，表示如下

                              (1-4)

图1-0变容二极管特性曲线

式中，为变容二极管PN结的势垒电压， Ur为加在变容二极管上的反向偏压，为时的结电压，为电容变化系数。R随掺杂浓度与PN结的结构而异。对于缓变结，r=1/3，对于突变结r＝1/2，对于超突变结r＝1～4。

变容二极管特性曲线Cj-v 如图1-0所示。性能参数VQ、Cj0以及处的斜率kc等可以通过Cj-v  特性曲线估算。 

变容二极管调频基本电路如图1-1所示。

    图1-1  基本变容二极管调频器的原理电路

由图分析可知，它是由LC振荡器与变容二极管及其偏置电路组成。其中Cc为耦合电容，Lc为高频扼流圈，它对高频信号可视为开路。变容二极管是振荡回路的一个组成部分，加在变容二极管上的反向电压为

ｕr =Vcc-VB+ uΩ(t) =VQ+ uΩ(t)                       (1-5)

式中VQ= Vcc-VB是加在变容二极管上的直流偏置电压; ｕΩ(t)为调制信号电压。

图1-2(a)是变容二极管的结电容与反向电压ｕr的关系曲线,由电路可知, 加在变容二极管上的反向电压为直流偏压VQ和调制电压uΩ(t)之和,若设调制电压为单频余弦信号,即uΩ(t)=UΩm cosΩt则反向电压为

VQ+UΩm cosΩt                                           (1-6)

在ｕr (t)的控制下,结电容随时间发生变化如图1-2(a)所示。结电容是振荡器的振荡回路的一部分,结电容随调制信号变化,回路总电容也随调制信号变化,故振荡频率也将随调制信号而变化,如图1-2(b)所示。只要适当选取变容二极管的特性及工作状态,可以使振荡频率的变化与调制信号近似成线性关系,如图1-2(c)所示,从而实现调频。

图1－2 调制信号控制变容二极管结电容关系示意图。

设调制信号为uΩ(t)=UΩm cosΩt,加在二极管上的反向直流偏压为 VQ, VQ的取值应保证在未加调制信号时振荡器的振荡频率等于要求的载波频率,同时还应保证在调制信号uΩ(t)的变化范围内保持变容二极管在反向电压下工作。加在变容二极管上的控制电压为

ｕr (t)= VQ+ UΩm cosΩt                                               (1-7)

根据式(1-7)可得，相应的变容二极管结电容变化规律为 

(1)当调制信号电压uΩ(t)=0时，即为载波状态。此时ｕr (t)= VQ，对应的变容二极管结电容为CjQ

                                                                  (1-8)

(2)当调制信号电压uΩ(t)=UΩm cosΩt时,对应的变容二极管的结电容与载波状态时变容二极管的结电容的关系是

                          (1-9)

令ｍ= uΩ/(UD+VQ)为电容调制度,则可得

                            (1-10)

上式表示的是变容二极管的结电容与调制电压的关系。而变容二极管调频器的瞬时频率与调制电压的关系由振荡回路决定。

图1-3是变容二极管部分接入振荡器振荡回路的等效电路。调频特性取决于回路的总电容C∑,而C∑可以看成一个等效的变容二极管, C∑随调制电压uΩ（t）的变化规律不仅决定于变容二极管的结电容Cj随调制电压uΩ（t）的变化,而且还与C1和C2的大小有关。因为变容二极管部分接人振荡回路,其中心频率稳定度比全部接入振荡回路要高，但其{zd0}频偏要减小。

图1-3  变容二极管部分接入振荡器振荡回路的等效电路 

图1-4所示是变容二极管全部接入振荡回路的等效电路。

图1-4  变容二极管全部接入振荡器振荡回路的等效电路 

该电路的设计主要依据变容二极管部分接入振荡器振荡回路的等效电路的方案。在此假定变容二极管调频电路的近似分析模型示意图如下所示。

图1-5为变容二极管调频电路的近似分析模型

变容二极管通过耦合电容并接在回路的两端，形成振荡回路总电容的一部分。因而，振荡回路的总电容C为：

           　　　　           （1-11）

振荡频率为：

                          （1-12）

通常加在变容二极管上的反向偏压为：

变容二极管利用PN结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容），而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称～曲线，如图1－5所示。

图1－6 用调制信号控制变容二极管结电容的改变。

由图可见：未加调制电压时，直流反偏（通常在参考教材中称为）所对应的结电容为（在参考教材中称）。当反偏增加时，减小；反偏减小时，增大，很显然其变化具有一定的非线性，当调制电压较小时，可近似认为工作在变容二极管～曲线的线性段，将随调制电压线性变化，当调制电压较大时，此时，～曲线的非线性就不可以再加以忽略了，它将给调频带来一定的非线性失真。

在图1-5变容二极管调频电路的近似分析模型中，假设调制电压很小，工作在 ～曲线的线性段，暂不考虑高频电压对变容二极管作用。

设                              　　       （1-13）

由图1-6（c）可见：变容二极管的结电容随υR变化。

即：                                   　  （1-14）

由公式（1-11）可得出此时振荡回路的总电容为

由此可得出振荡回路总电容的变化量为：

           　　　　      （1-15）

由式可见：振荡回路总电容的变化量随调制信号的变化规律而变化，式中是变容二极管结电容变化的{zd0}幅值。我们知道：当回路电容有微量变化时，振荡频率也会产生的变化，其关系如下：

                               （1-16）

式中，是未调制时的载波频率；是调制信号为零时的回路总电容，显然

由公式（1-12）便可计算出（在调频中将其称为中心频率）。

即：                     

将（1-15）式代入（1-16）式，可得：

                      （1-17） 

频偏：                                 （1-18）

振荡频率：           　　   （1-19）

由此可见：振荡频率随调制电压线性变化，从而实现了调频。其频偏与回路的中心频率成正比，与结电容变化的{zd0}值成正比，与调制信号成正比与回路的总电容成反比。

为了减小高频电压对变容二极管的作用，减小中心频率的漂移，常将图6—1中的耦合电容的容量选得较小（与同数量级），这时变容二极管部分接入振荡回路。理论分析将证明这时回路的总电容为                                                                  

       　　　               (1-20)

回路总电容的变化量为：

                       (1-21)

回路总电容的变化量为：

                    　　　         (1-22)

频偏:

             　               (1-23) 

式中，称为接入系数。

关于直流反偏工作点电压的选取，可由变容二极管的～曲线决定。从曲线中可见，对不同的值，其曲线的斜率（跨导）各不相同。较小时，较大，产生的频偏也大，但非线性失真严重，同时调制电压不宜过大。反之，较大时，较小，达不到所需频偏的要求，所以一般先选在～曲线线性较好，且较大区段的中间位置，大致为手册上给的反偏数值，例：2CC1C，。

（2）变容二极管～曲线的测量，将图1-5的振荡回路重画于图1-7，代表不同反偏时的结电容，其对应的振荡频率为。若去掉变容二极管，回路则由、组成，对应的振荡频率为，它们分别为

                                （1-24）

                                              （1-25）

图1-7 测量Cj～VR曲线

由式（1-24）、（1-25）可得：

                              (1-26)

的求得可将一已知电容并接在回路两端。此时，对应的频率为，有

                                (1-27)

由式（1-25）、（1-27）可得：

                                           (1-28)

变容二极管调频的调制灵敏度。

单位调制电压所引起的频偏称为调制灵敏度，本论文中以表示，单位为KHz/V，即

                                               (1-29)

式中，为调制信号的幅度（峰值）。

为变容管的结电容变化时引起的频率变化量，由于变容管部分接入谐振回路，则引起回路总电容的变化量为

                                         　　(1-30)

频偏较小时，与的关系可采用下面近似公式，即

                                           (1-31)

将式（1-31）代入（1-29）中得

                                         (1-32)

式中，为变容二极管结电容的变化引起回路总电容的变化量，为静态时谐振回路的总电容，即

                                          (1-33)

调制灵敏度可以由变容二极管特性曲线上处的斜率KC及式（1-32）计算，Sf越大，调制信号的控制作用越强，产生的频偏越大。

使用12V供电，三极管Q1，Q2,Q3均使用C9018系列，变容管使用2CC系列变容二极管。

主要技术指标：主振频率，{zd0}频偏。

本电路设计中，由R1、R2、W1、R3组成变容二极管的直流偏压电路。C3、C4、C12组成变容二极管的不同接入系数。IN1为调制信号输入端，由L4、C8、C7、C9、C5和振荡管组成LC调制电路。

变容二极管调频电路的总体设计电路见图1-6

图1—6      变容二极管调频器设计总电路图。

设计总电路由三部分构成：

（1） 正弦波振荡电路。

（2） 三极管放大电路。

（3） 射极跟随电路。

（4） 变容二极管偏置电路。

（5） 电源滤波以及低通滤波器电路。

变容二极管调频电路如图1-6 所示，调制信号加C14，L4，C15 组成的低通滤波器一端，使变容二极管的瞬时反向偏置电压在静态反向偏置电压的基础上按调制信号的规律变化，从而使振荡频率也随调制电压的规律变化，此时从射随器电路的发射极端便会输出调频波（FM）图1-7示出了当变容二极管在低频简谐波调制信号作用情况下，电容和振荡频率的变化示意图。在（a）中，U0是加到二极管的直流电压，当u＝U0时，电容值为C0。uΩ是调制电压，当uΩ为正半周时，变容二极管负极电位升高，即反向偏压增大；变容二极管的电容减小；当uΩ为负半周时，变容二极管负极电位降低，即反向偏压减小，变容二极管的电容增大。在图（b）中，对应于静止状态，变容二极管的电容为C0，此时振荡频率为f0。因为，所以电容小时，振荡频率高，而电容大时，振荡频率低。从图（a）中可以看到，由于C-u曲线的非线性，虽然调制电压是一个简谐波，但电容随时间的变化是非简谐波形，但是由于，f和C的关系也是非线性。不难看出，C-u和f-C的非线性关系起着抵消作用，即得到f-u的关系趋于线性（见图（c））。

            图1-7电容和振荡频率的变化示意图

设回路电感为L，回路的电容是变容二极管的电容C（暂时不考虑杂散电容及其它与变容二极管相串联或并联电容的影响），则振荡频率为。为了获得线性调制，频率振荡应该与调制电压成线性关系，用数学表示为，式中A是一个常数。由以上二式可得，将上式两边平方并移项可得，这即是变容二极管调频器获得线性调制的条件。这就是说，当电容C与电压u的平方成反比时，振荡频率就与调制电压成正比。

调频灵敏度定义为每单位调制电压所产生的频偏。

设回路电容的C-u曲线可表示为，式中B为一管子结构即电路串、并固定电容有关的参数。将上式代入振荡频率的表示式中，可得：

调制灵敏度：             

当n＝2时，

设变容二极管在调制电压为零时的直流电压为U0,相应的回路电容量为C0,振荡频率为，就有

则有                  

上述分析表明，在n＝2的条件下，调制灵敏度与调制电压无关（这就是线性调制的条件），而与中心振荡频率成正比，与变容二极管的直流偏压成反比。后者给我们一个启示，为了提高调制灵敏度，在不影响线性的条件下，直流偏压应该尽可能低些，当某一变容二极管能使总电容C-u特性曲线的n＝2的直线段愈靠近偏压小的区域时，那么，采用该变容二极管所能得到的调制灵敏度就愈高。当我们采用串和并联固定电容以及控制高频振荡电压等方法来获得C-u特性n＝2的线性段时，如果能使该线性段尽可能移向电压低的区域，那么对提高调制灵敏度是有利的。

由可以看出，当回路电容C-u特性曲线的n值（即斜率的{jd1}值）愈大，调制灵敏度越高。因此，如果对调频器的调制线性没有要求，则不外接串联或并联固定电容，并选用n值较大的变容管，就可以获得较高的调制灵敏度。

下图中， 三极管Q1以及其偏置电阻R1,R2,R3,构成变容二极管调频振荡器，其中R1为可变电位器，改变其阻值的大小可以控制正弦波振荡电路的输出频率。该振荡电路采用克拉泼电容三端式的改进形式。L1 、 C5 、C6 和变容二极管2CC1B 为电容三点式振荡器的一个等效元件，接在集电极和基极之间。 C2、 C3 构成电容三点式的另二个元件，分别接在三极管 V1 的发射极二侧。如图（1-8）所示：

图（1－8）变容二极管调频正弦波振荡电路。

用示波器测得用于调频的正弦波振荡电路的振荡波形如图（1－9）所示：振荡幅度为1.076V,振荡频率为（                                       ）。

           图1－9 正弦波振荡电路波形图。

半导体三极管也称为晶体三极管，可以说它是电子电路中最重要的器件。它最主要的功能是电流放大和开关作用。三极管最基本的作用就是放大作用，它可以把微弱的电信号变成一定强度的信号，当然这种转换仍然遵循能量守恒，它只是把电源的能量转换成信号的能量罢了。三极管有一个重要参数就是电流放大系数β。三极管的基极上加一个微小的电流时，在集电极上可以得到一个是注入电流β倍的电流，即集电极电流。集电极电流随基极电流的变化而变化，并且基极电流很小的变化可以引起集电极电流很大的变化，这就是三极管的放大作用。

通常电路设计中常用的三极管有9 0× ×系列，包括低频小功率硅管9013（NPN）、9012（PNP），低噪声管9014（NPN），高频小功率管9018（NPN）等。设计过程中，基本放大电路是放大电路中最基本的结构，是构成复杂放大电路的基本单元。它利用双极型半导体三极管输入电流控制输出电流的特性，或场效应半导体三极管输入电压控制输出电流的特性，实现信号的放大。该变容二极管调频器电路的设计中，三极管均采用高频小功率管9018（NPN），采用是TO-92标准封装。此变容二极管调频电路中放大器的设计采用共射组态基本放大电路的组成。共射组态基本放大电路如图1-9所示。在该电路中，输入信号加在加在基极和发射极之间，耦合电容器C1和Ce视为对交流信号短路。输出信号从集电极对地取出，经耦合电容器C2隔除直流量，仅将交流信号加到负载电阻RL之上。放大电路的共射组态实际上是指放大电路中的三极管是共射组态。

图1-10共射组态交流基本放大电路 

    ：

    三极管VT——起放大作用。在输入信号的控制之下，通过三极管将直流电源的能量，转换为输出信号的能量。

    负载电阻Rc、RL——将变化的集电极电流转换为电压输出。

    偏置电路Rb1、Rb2、Re——提供合适的偏置，保证三极管工作在线性区，使信号不产生失真。这种由上下两个电阻Rb1，Rb2提供偏置的形式也称为分压偏置，或称为射极偏置。

    耦合电容C1、C2——输入耦合电容C1保证交流信号加到发射结，但又不影响发射结偏置。输出耦合电容C2保证信号输送到负载，不影响集电结偏置。

    直流电源VCC——为放大电路提供工作电源，给三极管放大信号提供能源

 放大电路的基本组成原则：

1． 保证放大电路的核心器件三极管工作在放大状态，即有合适的偏置。也就是说发射结正偏，集电结反偏。

2． 输入回路的设置应当使输入信号耦合到三极管的输入电极，形成变化的基极电流，从而产生三极管的电流控制关系，变成集电极电流的变化。

3． 输出回路的设置应该保证将三极管放大以后的电流信号转变成负载需要的电量形式（输出电压或输出电流）。

图1-11为正弦波振荡电路之后加上放大电路的情形。

            图1-11振荡电路加上三极管放大电路的情形。

三极管 Q2及其偏置电阻构成的放大电路对振荡信号进行放大，图1-10为荡电路与放大电路的波形输出比较，很显然经放大电路后，振荡波形的振幅明显增大了。

               图1-12为荡电路与放大电路的波形输出比较

三极管 V3 及其附属电路为射极跟随器，用于提高整个电路的带负载能力。射极跟随器（又称射极输出器，简称射随器或跟随器）是一种共集极接法的电路，信号从发射极输出的放大器。其特点为输入阻抗高，输出阻抗低，电压放大系数略低于1，负载能力强。也可认为是一种电流放大器。常作阻抗变换和级间隔离用。三极管按共集(Common Collector)方式连接。就是基极与发射极共地，基极输入信号，发射极输出。动态电压放大倍数小于1并接近1，且输出电压与输入电压同相但是输出电阻低，具有放大作用，所以同样具有功率放大作用。

射极跟随器的原理图如1-13所示。它是一个电压串联负反馈放大电路，它具有输入阻抗高，输出阻抗低，输出电压能够在较大范围内跟随输入电压作线性变化以及输入、输出信号同相等特点。它从基极输入信号，从射极输出信号。它具有高输入阻抗、低输出阻抗、输入信号与输出信号相位相同的特点。

图1-13射极跟随器

   电路基本分析与特点概述。

⒈ 输入电阻高

    从 图1-12的射极跟随器电路可以看出输入电阻为：    

                         Ｒi＝rbe+(1+b)ＲE

    如考虑偏置电阻RB和负载RL的影响，则： 

                         Ｒi＝RB // [rbe+(1+b)(ＲE// RL)]

由上式可知射极限随器的输入电阻Ri比共射极单管放大器的输入电阻            Ri＝RB //rbe要高得多。

输入电阻的计算可以通过测得仿真电路中A、B两点的对地电位，即可用下面公式算出Ｒi，射极跟随器简单仿真电路如图1-14所示。

    ⒉ 输出电阻Ro低

从图1-12分析可知：

    如考虑信号源内阻Rs，则：

图1-14射极跟随器实验电路

    由上式可知射极限随器的输出电阻Ro比共射极单管放大器的输出电阻Ro = Rc低得多。即三极管的b愈高，输出电阻愈小。

输出电阻Ro的调试方法亦同单管放大器，即先测出空载时的输出电压Uo，再测接入负载RL后的输出电压UL，根据

 即可求出

⒊ 电压放大倍数近似等于１

上式说明射极跟随器的电压放大倍数小于等于１,且为正值。这是深度电压负反馈的结果。但它的射极电流仍比基极电流大（1+b）倍，所以它具有一定的电流和功率放大作用。

           图1-11加入射极跟随器电路的振荡电路。

电源V1、电阻R12， 电位器R13，以及电阻R14为变容二极管工作提供合适的静态工作点，并保证变容二极管工作在反向偏压的情况下。由于变容二极管的静态电容会随温度、偏置电压的变化而变化，造成中心频率的不稳定，在电路中电容 C16 、 C17 的加入可以提高振荡电路的中心频率稳定度，也可以减少高频振荡信号对变容二极管的影响，但 C3 ，C4 的接入电路，其调制灵敏度和最大偏频都会受到影响。图1-12为加入变容二极管偏置电路的设计图。分析可知，在变容二极管上接入的反向电压有直流和交流两种，静态调制特性测试的目的是：输入端不接低频交流信号 , 只有直流电压作用在变容二极管上时，振荡电路的输出频率，这个频率就是调频信号的中心频率。调频后，频率就是在这个中心频率附近变化的。

图1-12为加入变容二极管偏置电路的设计图。

上图中C1，L1和C10，C11以及L3 为电源滤波回路，用于防止高频信号对直流电源回路产生影响。C12 、 C13 为滤波电容。 C14 ，L4 ，C15为低通滤波器，用于滤除输入低频信号（输入的调制信号，话音等均为低频信号）中的高频干扰。 C3为耦合电容。输入端不接音频信号，将频率计接到调频电路的输出端 F 端，接上直流电源。调节可变电位器，改变加在变容二极管上的直流电路Ed, 测量输出信号的频率变化情况。

安装与调试电路注意事项。

1安装时应合理布局，减小分布参数的影响。                               

2电路元件不要排得太松，引线尽量不要平行，否则会引起寄生反馈。            

3多级放大器应排成一条直线，尽量减小末级与前级之间的耦合。             

4为减小电源内阻形成的寄生反馈，应采用滤波电容  Cφ及滤波电感 Lφ组成的π型或Γ型滤波电路。                                                             5地线应尽可能粗，以减小分布电感引起的高频损耗。 

电路的调试顺序为：先分级调整各单元电路的静态工作点， 测量其性能参数；然后再逐级进行联调，直到总体电路的调试；{zh1}进行整体电路技术指标测试。

由于功放运用的是折线分析方法，其理论计算为近似值。此外单元电路的设计计算没有考虑实际电路中分布参数的影响，级间的相互影响，所以电路的实际工作状态与理论工作状态相差较大，因而元件参数在整体电路调整过程中，修改比较大，这是在高频电路整机调试中需要特别注意的。 

调频振荡级与放大缓冲级相联时的常见故障：

1调频振荡级与缓冲放大级相联时，可能出现振荡级的输出电压幅度明显减小或波形失真变大的现象。产生的主要原因可能是射随器的输入阻抗不够大，使振荡级的输出负载加重，可通过改变射随器电路的发射机极电阻，提高射随器的输入阻抗。

2主振级的振荡频率改变或停振。  产生的原因可能是后级功放的输出信号较强，经公共地线、电源线或连接导线耦合至主振级，从而改变了振荡回路的参数或主振级的工作状态。可以加电源去耦滤波网络，修改振荡回路参数，或重新布线，减小级间相互耦合。输出功率明显减小，波形失真增大  产生的原因可能是级间相互影响，使末级丙类功放谐振回路的阻抗发生变化，可以重新调谐，使回路谐振。 

在变容二极管调频电路中，载频频率的不稳定性主要由温度变化、电源电压变化、负载阻抗变化等因素引起的。可以通过减少外界因素的变化来提高频率稳定度，如采用高稳定度直流稳压电源来减少电源电压的变化，可以通过提高谐振回路的标准性来实现。如采用参数稳定的回路电感器和电容器，也可以采用温度补偿法，改进安装工艺，减弱振荡管与谐振回路的耦合。

　● 温度补偿理论
　　要提高频率稳定度，回路的标准性越高越好。
　　设回路的总电感为L，总电容为c，回路的谐振频率为W=1/

一般情况下电感具有正温度系数，而电容根据不同介电材料，其温度系数可正可负。因此，选择合适的具有不同温度系数的电感和电容尤为重要，在接入谐振回路时能够使因温度变化而引起的电感和电容值的变化互相抵消，使回路总电抗量变化减小。实际上，由于电感、电容大小随温度变化的非线性和晶体管极间电容和其他分布杂散电容的影响，在高低温时，频率的偏移往往较大。由此，考虑用可控制的电容变化抵消不确定的电感、电容变化。变容二极管上的电压包括直流电压和调制信号电压，通过控制直流电压即可达到目的。

采用变容二极管调频的发射机，具有频率稳定，发射距离远，谐波少等优点。电路分三级，分别为振荡，缓冲放大，功率放大。振荡级以Q1为核心，组成电容式三点振荡器，频率为88-108MHz，D1，D2，D3为变容二极管，其中D2、D3用以改变频率，在高频回路中它们是串联接在振荡回路中，在低频回路中，它们是并联，并由VR1通过L3提供反向电压，来改变结电容，从而改变频率。输入信号通过L2加在D1上来改变D1的结电容，达到调频的目的。

缓冲放大级为一振幅放大电路，对振荡信号放大并起到缓冲作用。

输出级为三支9018并联用以增大功率

                  图  90 MHz的变容管作回路部分电容的直接调频电路 

      图5.3.8所示电路是某通信机中的变容二极管部分接入的直接调频电路。

该电路的构成中有一个特点，它用了两个对接的变容二极管。图 7-7 是某通信机中的变容二极管调频电路。它是一个电容三点式振荡器，变容二极管经电容 C5 接人谐振回路，调整电感 L的电感量和变容二极管的偏置电压 V B可使振荡器的中心频率在 50MHz 到 100MHz 出范围内变化。调制电压 u Ω（ t） 通过高频扼流圈 L P2加到变容二极管的负极上实现调频。 L P1、 L P2、 L P3和 L P4均为高频扼流圈。

    在这个电路中采用了两个变容二极管，常称为背靠背联接。其主要目的是减小高频振荡电压对变容二极管总电容的影响。在前面的分析中曾假设变容二极管两端高频电压很小，忽略其对变容二极管的影响，而实际上这个影响是存在的。为了减小这个影响采用两个二极管背靠背串接的方式，由两个变容二极管代替一个变容二极管。对高频振荡电压来说，每一个变容二极管只有原来高频振荡电压的一半，这样就减小了高频振荡电压对变容二极管总电容的影响。而对于调制电压 u Ω（ t） 来说，由于是低频信号，高频扼流圈 L P1和 L P2相当于短路 ，加在两个变容二极管上的调制电压是相同的。

    变容二极管调频电路的优点是电路简单 , 工作频率高 , 易于获得较大的频偏 , 而且在频偏较小的情况下 , 非线性失真可以很小。因为变容二极管是电压控制器件，所需调制信号的功率很小。这种电路的缺点是偏置电压漂移 , 温度变化等会改变变容二极管的结电容，即调频振荡器的中心频率稳定度不高 , 而在频偏较大时 , 非线性失真较大。

                    图5.3.9(a)是一个电容式话筒调频发射机实例

     电容话筒在声波作用下，内部的金属薄膜产生振动，会引起薄膜与另一电极之间电容量的变化。如果把电容式话筒直接接到振荡器的谐振回路中，作为回路电抗就可构成调频电路。

     电容式话筒振荡器是电容三点式电路，它利用了晶体管的极间电容。电容话筒直接并联在振荡回路两端，用声波直接进行调频。

     图5.3.9（b）是电容式话筒的原理图，金属膜片与金属板之间形成电容，声音使膜片振动，两片间距随声音强弱而变化，因而电容量也随声音强弱而变化。在正常声压下，电容量变化较小，为获得足够的频偏应选择较高的载频。

    这种调频发射机载频约在几十兆赫兹到几百兆赫兹之间。耳语时，频偏约有2kHz；大声说话时，频偏约40kHz左右；高声呼喊时，频偏可达75kHz。这种电路没有音频放大器所造成的非线性失真，易于获得较好的音质。这种调频发射机只有一级振荡器，输出功率小，频率稳定度差，但体积小，重量轻。