摘要：本文介绍了一个简单的降低自动归零、间接电流反馈仪表放大器输出噪声的技术， 以 仪表放大器为例提供了一个参考设计。

引言 仪表放大器通常用于在高共模电压场合放大一个小的差分信号，有些应用要求高精度放 大器具有超低失调和漂移、低增益误差和高共模抑制比(CMRR)。

　　本文建议设计人员考虑 使用自动归零放大器来达到上述应用的要求。 自动归零放大器具有低电压失调、漂移，提供较高的增益和共模抑制比。但这类放大器 有一个缺点：在自动归零频率及其倍频上存在明显的噪声。自动归零频率位于典型仪表 放大器的有效带宽以外。有些应用中，仪表放大器的输出直接连接到模/数转换器(ADC)， 这些噪声会直接影响系统的性能。 本应用笔记介绍了一种简单的滤波技术，用来降低自动归零噪声，能够以最少的外围元 件配合自动归零仪表放大器实现一个新颖的间接电流反馈架构。

　　仪表放大器的典型应用

　　仪表放大器在医疗系统中{zlx}的一种应用是心电监护仪(ECG)，这种监护仪利用与人 体皮肤相接触的传感器监测心率。ECG 传感器成对使用，检测非常弱的差分信号，通常 只有几百微伏到几个毫伏，并伴随有较大的失调电压。例如，病人的左、右臂之间的失 调电压可能达到200mV。差分交流信号通过具有高直流共模抑制比的仪表放大器放大， 放大电路还采用了高通滤波器，以xx不同传感器所产生的不同直流成分。

　　由于仪表放大器通常放置在整个放大链路的{dy}级，要求具备高输入阻抗和高CMRR。另 外，由于输入差分信号处于亚毫伏级，放大器需要在标准的0.05Hz 至150Hz 带宽内提 供高增益。整个模拟链路的增益通常在1000 倍，因此，{dy}级仪表放大器的增益{zh0} 在20 至100 范围内。考虑到高增益的需求，必须尽可能降低输入失调电压(VOS)，以确 保足够的输出动态范围。

　　抑制邻近设备及电力线的50Hz/60Hz 噪声是ECG 设计的基本要求，因此，仪表放大器在 50Hz/60Hz 频率处具有高CMRR 和电源抑制比(PSRR)成为一个影响设计的关键因素。最 后，带有关断功能的低功耗器件也是许多便携式ECG 系统设计的基本需求。

　　间接电流反馈架构

　　作为一种新型仪表放大器，Maxim 拥有专利的间接电流反馈架构*与传统的三运放架构 (图1)相比具有一些重要优势。关于间接电流反馈架构的详细内容，请参考Maxim 网站。

　　图1. 传统的三运放仪表放大器结构，虚线内的电阻是器件的外部电阻。

　　图2 是 采用的新型间接电流反馈架构。

　　图2. 间接电流反馈仪表放大器

　　图2 中的A 和B 分别是两个跨导放大器，从它们的差分输入电压产生输出电流，并对共 模输入信号进行抑制。C 为高增益放大器，通过R1 和R2 提供负反馈。负反馈环路强制 放大器A 和B 的两个差分输入端相等。因此，放大器输出和差分输入VIN 的关系如下：

　　VOUT = VIN × (1 + R2/R1)

　　其中：

　　VIN = VIN+ - VIN-

　　与传统方案相比，这种间接电流反馈架构有两个重要优点：

　　输入共模电源在{dy}级即被抑制掉，使得仪表放大器可以采用单电源供电并可在整个增益范围内处理零电位或负电位检测。

　　放大器增益通过两个内部匹配电阻设置，大大提高了增益精度。

　　自动归零放大器的基本原理

　　为了连续校准放大器的失调电压，自动归零放大器用一个“零”放大器并联在信号路径 上，内部振荡器工作在自动归零频率(fC)，典型值为几十kHz。工作过程分为两个阶段， 如图3 所示。自动归零阶段：两个开关都置于1，电容(C1)充电到归零放大器(A2)的失 调电压。主放大器(A1)的失调电压(由C2 保持)通过NULL 引脚校准。放大阶段：两个开 关都置于位置2；C1 保持归零放大器的失调电压(已经通过NULL 引脚校准)；A1 的失调 电压由A2 测量并保存在C2 上。

　　图3. 自动归零放大器的基本工作原理图

　　自动归零放大器组成了一个数据采样系统，由此会产生采样或自动归零频率fC 与信号 频率(fS)的和与差。为避免混叠失真，信号带宽限制在fC 的一半以下。

　　自动归零技术能够使放大器大大降低输入失调电压 VOS，降至几个微伏，失调电压漂移 达到每摄氏度几十分之一微伏。如果fC 比噪声截止频率高很多，1/f 噪声仍然可以被抑 制掉。理论上，自动归零放大器不存在1/f 噪声，但是，斩波操作在较宽频带内增大了 输出白噪声。

　　降低自动归零频率附近的噪声

　　 是一个间接电流反馈仪表放大器，由于内置自动归零电路，具有非常高的直流 精度。在有些应用中， 的输出直接连接到ADC，滤除其输出噪声可有效改善系 统性能。输出噪声是由宽带白噪声和自动归零频率fC 以及其倍频处的毛刺组成。特别 是在ADC 的采样频率与自动归零频率fC 之差落在有效频带时，引入这个滤波器更为重 要。 本文给出的测试结果采用的是固定增益为100 的H，器件的信号带宽为7.5kHz， fC 约为45kHz。由放置在放大器OUT 和FB 引脚间的外置电容(C)和内部电阻(R2)并联构 成一阶低通滤波器，滤波器的极点由C 和R2 决定，H 内部的R2 是99kΩ，图4 为噪声测量电路。

　　图4. 噪声测量电路

　　图5 和图6 为输入参考噪声曲线，包括三种不同测量：没有外部电容C、C = 1nF 和C = 10nF 的情况。没有电容C 时，-3dB 带宽仅受限于H (信号带宽为7.5kHz)。

　　图5. 无反馈电容、电容等于1nF 和10nF 时，H 输入参考噪声密度曲线

　　图6. 无反馈电容、电容等于1nF 和10nF 时，H 输入参考噪声的RMS 值

　　设计人员需要根据具体应用在所要求的噪声抑制和信号带宽限制之间进行折衷。下表归纳了没有外接电容、C = 1nF 和C = 10nF 条件下的折衷选择。

　　有些应用中，如果对噪声抑制有更高要求，可以采用比反馈电容更多的外部滤波元件， 在放大器输出端连接一个简单的RC 低通滤波器可以提供更高的噪声衰减。图7 和图8 给出了用RL = 39Ω、CL = 760nF 作为输出低通滤波器时的输入参考噪声曲线。对应这 些元件值，RC 滤波器的极点在5kHz 附近，在45kHz 自动归零频率fC 处提供大约18dB 的衰减。

　　图7. 外接RC 输出滤波器和不同反馈电容情况下，H 的输入参考噪声密度曲线

　　图8. 外接RC 输出滤波器和不同反馈电容情况下，H 输入参考噪声的RMS 值

　　结论

　　对于高共模电压下放大微弱输入信号的应用，仪表放大器必须保持极低的失调电压、漂 移和极高的增益精度以及高CMRR。自动归零的间接电流反馈放大器能够满足这些性能需 求，但会增大输出噪声。本文通过一个非常简单的方法(即增加一个外置电容或最多3 个外置元件)，可有效降低间接电流反馈放大器 的噪声。