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反激式开关电源设计
开关电源设计中最重要的环节就是反馈回路的设计，反馈回路设计的好坏直接决定了开关电源的精度和稳定性能。前面已经介绍了单端反激开关电源采用的是双环路反馈。以下将介绍利用电流型PWM芯片UC3842设计开关电源的两种反馈回路时需要注意的一些问题。
2.1
输出直流电压隔离取样反馈外回路
UC3842是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片，是专为离线式直流变换电路设计的。其主要优点是电压调整率可以达到0.01％
，工作频率高达500
kHz，启动电流小于1
mA，外围元件少。它适合做20W～80W
的小型。其工作温度为0℃～
70
℃，{zg}输入电压30
V，{zd0}输出电流1
A，能驱动双极型功率管和MOSFET。UC3842采用DIP-8形式封装。其内部结构框图和各引脚的功能见有关手册。
该电路的工作原理是：直流电压加在Rin上，降压后加在UC3842的引脚7上，为芯片提供大于16
V的启动电压，当芯片启动后由反馈绕组提供维持芯片正常工作需要的电压。当输出电压升高时，单端反激变压器T1的反馈绕组上产生的反馈电压也升高，该电压经R1和R3组成大分压网络，分压后送人UC3842的引脚2，与基准电压比较后，经误差放大器放大，使UC3842引脚6的驱动脉冲占空比减小，从而使输出电压降低，达到稳定输出电压的目的。
此电路结构简单，容易布线，成本低。但是，UC3842的采样电压不是从输出端取到的，输出电压稳压精度不高，只适合于用在负载较小的场合。
为克服上述问题，可以对上述反馈电路进行改进，采用光耦和电压基准进行反馈控制，可以极大地提高开关电源的稳定性和精度。采用这种方法进行反馈控制时需要从副边绕组输出端进行取样，电路见图4。
电压采样及反馈电路由光耦PS2701、TL431和阻容网络组成，图中R5和C5用于TL431的频率补偿，不能缺少。通过调节由R6，R7组成的分压网络后得到采样电压，该采样电压与三端可调稳压块TL431提供的2.5
V基准电压进行比较，当输出电压正常时，采样电压与TL431提供的2.5
V电压基准相等，则TL431的K极电位保持不变，从而流过光耦U3二极管的电流不变，进而流过光耦CE的电流也不变，UC3842引脚2的反馈电位Uf保持不变，则引脚6输出驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。当输出5
V电压因为某种原因升高时，分压网络上得到的输出电压采样值会随之升高，从而TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，进而流过CE的电流增大，从而UC3842的引脚2的电位升高。由UC3842内部示意图可知：误差放大器A1的输出电压减小，亦即电流检测比较器钳位电压减小，所以由图2可知：UC3842引脚6输出驱动的占空比减小，从而使输出电压减小，这样就完成了反馈稳压的过程。
2.2
初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路
初级线圈充磁峰值电流取样的内回路反馈也是开关电源设计起决定作用的环节，如果内回路反馈设计不符合电路要求，就无法正常工作。
设计内回路反馈时，需要在开关管上串联一个以地为参考的取样电阻Rs(见图1、图4中的R1和图3中的R8)，将初级线圈的电流转换为电压信号，此电压由电流检测比较器A2监视并与来自误差放大器A1的输出电平比较。
在正常的工作条件下，峰值电感电流由引脚1上的电压控制，其中：
当电源输出过载或者输出取样丢失时，异常的工作条件将出现，在这些条件下，电流比较器的门限被内部钳位至1.0 V，则
而开关电源初级线圈{zd0}峰值电流为短路保护时变压器初级线圈流过的{zd0}电流：
式中：Ip为初级线圈电感电流；Pout为开关电源设计输出功率；Viin为开关电源输人电压；D为PWM的输出信号占空比；N为电源效率。
根据式(2)、式(3)可以推算：
根据计算得出的Rs阻值可以进一步计算出电流取样电阻的功率：
选定电流取样电阻后，需要通过一个L型的RC低通滤波网络，将这个采样信号送给UC3842的电流比较器。L型RC低通滤波网络的上限截止频率为：
从低通滤波器的对数幅频特性可知，当输入信号频率低于fh时，输出信号与输入信号几乎xx相同；当输人信号频率高于fh时，输出信号会大幅度衰减。
利用示波器可以测量Rs采样电阻上的信号频率，因此，选择低通滤波器的RC参数时必须要保证Rs电阻上正常的采样电压不能被滤波器衰减。
设计开关电源时，如果RC参数选择不当，使滤波器的上限截止频率fh偏小，导致正常的Rs采样信号被衰减，这样当负载增大时，PWM无法将控制脉冲的占空比调大，变压器会因为负载过重而发生啸叫。为解决这一问题，将滤波电容C的取值减小，进而提高fh，使正常的Rs采样信号通过滤波器，当负载加重时，可以很好地稳压，变压器的啸叫现象也没有出现。
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