摘要：目前，开关电源的应用日益普及，正朝着高效节能、安全环保、小型化、轻便化方向发展。本文基于LT3573，介绍其结构特点，并设计一种隔离 型反激式DC-DC变换器电路，进行仿真实验，验证其应用电路设计的合理性和可靠性。 叙词：开关电源 反激式 隔离型 LT3573 Abstract：At present, the switching power supply applications become increasingly popular, is moving in high efficiency, energy saving, security, environmental protection, small size and light. Based on the LT3573, introduction of its structural features, and a flyback isolated DC-DC converter circuit is designed, simulation experiments are carried out to verify the reasonable and reliability of the application circuit design. Keyword：Switch mode power supply, Flyback, Isolated, LT3573 自从1994年单片开关电源问世以来，为开关电源的推广和普及创造了条件。开关电源的应用涉及到各种电子电器设备领域，如程控交换机、通讯、电子检测设备 电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。各种新技术、新工艺和新器件如雨后春笋般，不断问世，使得开关电源的应 用日益普及。开关电源高频化是其发展的方向，从最初的20kHz提高到现在的几百kHz甚至几兆赫兹，高频化带来开关电源的小型化。目前，开关电源正朝着 高效节能、安全环保、小型化、轻便化方向发展。 2 LT3573简介 LT3573是一种单片开关稳压器件，专为隔离型反击式拓扑结构而设计。在隔离型反激拓扑结构中，变压器原边电路需要时时感知到副边输出电压的变化信息， 以便维持输出电压稳定。在以往的电路拓扑结构中，常常采用光电耦合器件或者另外增加变压器绕组，来得到输出电压反馈信息。光电耦合器件存在的问题是：①耗 费输出功率；②成本增加，电路结构便得复杂；③有限的动态响应、器件非线性、老化等，都会带来麻烦。 另外若新增变压器或变压器绕组，无形就会使变压器物理尺寸变大，成本增加，其动态响应也不怎么样好。而LT3573则无需外接光电耦合器件或第三绕组，其 特有的内置反激误差放大器，在二次侧绕组电流为零时，反激误差放大器开始取样输出电压信息，直接从变压器原边的反激电压波形检测输出电压的变化信息，自动 维持输出电压的稳定性，这也是此IC设计的亮点之所在。反激电压由于RFB和Q2的作用，变换成电流，这个电流几乎全部流过电阻RREF，形成反馈电压， 进入反激误差放大器，并与其1.22V的参考电压进行比较，以便后续电路能调整开关管的占空比，达到稳定输出电压的目的，如图1所示。 一个1.25A 、60V的NPN型功率开关管以及全部控制逻辑单元都集成到一个16引脚MSOP封装的LT3573内部。极大地简化了该集成块应用的外围电路设计工作， 在3V~40V的输入电压范围内工作，{zd0}输出功率值可达7W。可应用于需要隔离型电源的众多领域，比如工业、医疗、数据通信、汽车应用、低功率PoE和 VoIP电话接口等。 LT3573工作于边界模式，与对等的连续传导模式设计相比较，边界模式工作允许使用较小的变压器。
变压器漏感Lsl（无论原边还是副边），如图2所示，会在原边引起一个电压尖峰出现。当输出开关关闭后，这个尖峰随着更高的负载电流越来越尖，这就需要选 择能量吸收网络消耗掉漏感中储存的能量。在大多数情况下，需要用缓冲电路，以避免过压击穿输出开关节点。所以，变压器漏感应尽量减少。 选择吸收网络钳位反激开关电压尖峰。由于开关变压器的漏感产生的电压尖峰，反激电压可由下式计算： 这个电压和输入电压之和（VIN +VFLBK）直接加到了功率开关管Q1的集电极上，容易造成功率开关管Q1的二次击穿而损坏。为了钳位电压尖峰值在开关管的额定值以内，最常用RCD吸 收电路，使得开关管关断期间，储存在漏感中的能量转移到吸收网络电容C1里，并且最终消耗在电阻R1上，如图2所示。 这里的钳位二极管D1开关速度要足够快，否则，开关管关断瞬间，漏感尖峰无法及时传递到电容C1上而会在开关管Q1集电极产生瞬间高压，如图3所示。因此，肖特基二极管通常是{zh0}的选择。 一旦钳位二极管D1开通，漏感电流就会被C1吸收，吸收时间不得长于150ns，如图3所示的tSP<150ns，否则，会干扰输出电压的稳定性。 吸收电阻R1影响电压尖峰幅度Vc和持续时间tSP，tSP时间不能过长，否则会引起检测输出电压失真，如图所示。
4 开关变压器设计 4.1原边最小电感量 因为LT3573通过检测开关变压器原边反激脉冲波来调整隔离输出电压。当二次侧绕组传导电流时，LT3573就从SW引脚获得输出电压信息，这时，取样 电路需要一个{zd1}限度的时间取样输出电压。为了保证足够的取样时间，原边就需要保持一个{zd1}电感值LPRI。该电感值计算公式如下：
toff ( MIN) = 350ns，开关管最小关断时间； IMIN = 250mA，转换器的{zd1}电流限制。 4.2变压器匝数比 一般来说，选择变压器匝数比，是为了{zd0}限度地获得输出功率，也可使转换器有足够的电流处理能力，但是匝数比不能太大了。对于低输出电压（3.3V或 5V）来说，用原边匝数数倍于副边匝数（N:1）以{zd0}化变压器的电流增益（和输出功率），此时SW引脚的电压等于{zd0}输入电源电压加上输出电压乘以匝数 比的和。这个数值必须保持在SW引脚的VSW (MAX)值之下，以防止内部电源开关管崩溃。综合这些条件，对某一特定应用来说，需要设置一个匝数比的上限值N，选择一个匝数比足够低的变压器 (3)其中：VSW (MAX) 为开关管{zd0}电压应力。根据电路仿真，得出如表1所示的在不同变压器匝数比情况下，开关电压应力和输出电流能力。  表1 开关电压应力和输出电流能力与匝数比 5 实际应用电路及仿真分析 仿真实验电路如图4所示，采用12V输入电压，开关变压器原副边的绕组匝数比设为3:1，RREF引脚外接对地参考电阻，阻值一般设为6.04k，此电阻 值不能偏离6.04k过大，一般百分之几的变化是可以接受的，否则，会引起大的输出电压误差。RFB为外部反馈电阻器的输入引脚，此处阻值设为 80.6k。此引脚连接到变压器的原边（Vsw）。这个电阻与RREF电阻的比值，决定了输出电压（加上任何非一体化的变压器匝数比的影响）。在反激期 间，通过这个电阻的平均电流大约为200μA 。也可以用如下公式来确定RFB与RREF之间的关系：
 —开关管Q1的Ic/Ie比值，典型值为0.986；VTC — 0.55V； VBG —内部带隙基准电压。 Tc引脚内部连接了一个正温度系数电流源到RREF引脚，引脚外部接输出电压温度补偿电阻，产生的电流正比于{jd1}温度，仿真时阻值设为28.7k。 RILIM {zd0}电流限制调整引脚，用一个10k的电阻就可以让LT3573达到{zd0}工作电流能力。 /UVLO为关断/欠压闭锁引脚，连接到Vin的电阻分压器固定在此引脚上，以便提供LT3573工作的{zd1}输入电压。当电压低于约0.7V时，内部电路 几乎没有静态电流。当>0.7V且<1.25V时 ，该部分将有10μA的电流，但内部电路将继续关闭。当>1.25V时，内部电路将开启并且有10μA电流将输入SS引脚。
电路仿真各个关键电位的波形如图5所示。从波形图上可以验证，边界模式每个周期让二次侧电流归零，这样寄生电阻的电压降不会导致负载稳定性误差。电路可稳 定输出5V直流电压，0.5A的直流电流，额定功率达到2.5W。输入电压为12V时，开关管Q1{zd0}电压应力约28V，符合预定设计目标。
图5 电路仿真关键点波形 6 结束语 此种电路设计的亮点在于没有使用光电耦合器件，或变压器，或变压器绕组，而是靠检测开关管集电极电压波形来稳定输出电压，简化了外围电路，既避免了电路额外的功率损耗，同时又增加了电路的可靠性。 |
