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转抄-基于MC33262的高功率因数AC/DC变换器研制

基于MC33262的高功率因数AC/DC变换器研制

摘要: 以功率因数控制芯片为核心,设计了一种宽电压输入范围、固定升压输出的150 W 的AC/ DC 变
换器. 对该变换器用有源功率因数校正(APFC) 技术、芯片的原理和结构做了详尽的分析和讨论. 实验结果表明所设计的以为核心的有源功率因数校正器能在95～250 V 的宽电压输入范围内得到非常稳定的400 V 直流电压输出,并使得功率因数达到0. 99 以上,总谐波畸变降低至6 %.

　　关键词: 功率因数; 总谐波畸变; 开关电源

　　开关电源由于其体积、重量和效率的优势正逐步取代线性电源,在各个领域获得广泛应用. 传统的非控整流开关电源,由于输入阻抗呈容性,网侧输入电压和输入电流间存在较大相位差,输入电流呈脉冲状,严重非正弦,谐波分量很高,给电力系统带来了严重污染,一般电网侧功率因数仅为0. 65 左右.国际电工委员会( IEC) 早在20 世纪90 年代初就制定了有关法规,严格限定设备的功率因数必须接近于1. 在当前大力倡导绿色电源的背景下,提高开关电源的功率因数也已经成为国内电源厂商的当务之急.

　　文章对APFC 技术中的准连续模式即峰值电流控制方式做了详尽论述,采用芯片设计了一种宽电压输入范围、固定升压输出的150 WAC/DC 变换器. 实验结果表明该变换器能在95～255 V的宽电压输入范围内输出稳定的400 V 直流电压,并使得功率因数达到0. 99 以上,总谐波畸变降低至6 %以下.

　　1APFC原理和芯片介绍
　　APFC 技术按照电感电流是否连续可分为断续(DCM) 和连续(CCM) 模式2 种. CCM 一般基于直流—直流升压(BOOST) 变换器,尤其适合于大中功率容量. 功率因数补偿控制芯片电流控制方式是CCM 中的峰值电流控制方式.

　　芯片内部含有自起动定时器、一象限乘法器、误差放大器、电流检测比较器、零电流检测器、图腾柱驱动输出以及过压、欠压等保护电路,具体内部结构框图见图1 所示,图中1～8 分别表示芯片引脚号, V _ref为参考电压.

　　图1 　芯片内部结构图

　　利用一个无感采样电阻检测开关管流过电流,将所得电压信号经过一个内置阻容(RC) 滤波电路送入零电流比较器. 该比较器电流基准值由乘法器输出供给. 乘法器有2 个输入,一个是变换器输出直流电压(经过分压采样) 与基准电压之间的误差信号;另一个为全波整流后输出电压经过电阻分压后的值. 因此电流基准为双半波正弦电压,令电感电流的峰值包络线跟踪该输入电压的波形,使输入电流与输入电压同相位,并接近正弦. 该闭环系统在保持输入端功率因数接近1 的同时,也能保证输出电压的稳定.

　　当输出电压上升时,误差放大器输出电压下降,使乘法器输出的基值电流值下降,开关管的导通时间缩短,流过电感的电流下降,从而使输出电压下降. 反之,使输出电压上升,以达到稳定输出电压的目的. 由于乘法器输入取样来自全桥整流的输出,所以乘法器的输出和全桥整流输出电压波形的相位相同,从而使电感电流的平均值和整流输出电压同相,达到功率因数补偿之目的. 片内还带有RS 门锁电路,它同时受电流检测比较器、零电流检测比较器和过电压比较器3 个输出的控制,并可以确保在同一时刻芯片的脉冲宽度调制( PWM) 信号输出只有一种状态的驱动信号出现. 片内还带有欠电压封锁电路,当输入电源电压降低至内置8 V 参考电压时,封锁PWM 脉冲输出. 片内还带有过电压比较器,能在输出端一旦出现过电压时禁止芯片产生驱动输出.

　　从控制角度上讲,该APFC 电路同时引入了电压和电流反馈构成一个双环控制系统,外环实现输出电压稳定,内环实现输入电流整形使之成为与电压同相位的标准正弦波.

　　图2 所示为采用 PFC 控制芯片构成的有源功率因数校正电路原理性框图. 场效应晶体管(MOSFET) 的导通受控于芯片内的零电流检测器,当零电流检测器中的电流降为零时,MOSFET 导通,此时电感开始储能,电流增加. 这种零电流导通控制的突出优点有:

图2 　有源功率因数校正电路原理框图

　　(1) 由于MOSFET 开始导通时刻,储能电感中电流为零,这样MOSFET 开关的应力和损耗大大减小,同时降低了对后级整流二极管快恢复性的要求,因此选用普通的快恢复二极管即可满足设计要求;另一方面免除了由于二极管恢复时间过长引起的开关管损耗,也就大大增加了开关管的可靠性.

　　(2) 由于开关管的驱动脉冲间无死区,所以输入电流是连续的并呈正弦波,这样大大提高了系统的功率因数.

　　2 　基于的APFC电路结构
　　2. 1输入端保护及滤波电路分析
　　为避免交流输入端外界产生的电压尖峰对电源造成不利影响,采用金属氧化物压敏电阻并接在交流输入端对瞬态电压进行抑制 . 同时采用负温度系数的热敏电阻(NTC) 串联在交流输入端,用以增加对交流线路的阻抗, 把浪涌电流减小至安全值. 高频开关电源产生的电磁干扰( EMI) 主要以传导干扰和近场干扰为主. 共模干扰和差模干扰是传导干扰的2 种基本模态,EMI 滤波器是目前使用最广泛,也是xxx的开关电源传导干扰抑制方法之一. EMI 滤波器不但要抑制差模干扰,也必须抑制共模干扰,它的基本电路可以参照图3.

　　交流输入电路与电感L 和电容C 组成的低通滤波网络相连,以抑制电网上来的电磁干扰,同时还对本身产生的电磁干扰有抑制作用,以保证电网不受污染. 图3 中L1 为差模扼流线圈,L2 为共模扼流线圈,把串联电感L1 分成2 部分串入相线和中线可尽量保证2 线的阻抗平衡,防止由于阻抗不平衡引起新的干扰. 共模扼流圈由2 个线圈对称绕制而成,其特点是对网侧工频电流呈现较低阻抗,但对流经的高频共模干扰而言,等效阻抗却很高.

　　EMI 滤波电路中的电感器件串入电路中对工作状态不加干涉,而对差模和共模干扰起到抑制作用,它的结构是在1 只磁芯上绕制2 个相同绕组的线圈,工作时将这2 个线圈分别串接在电源上,当工作电流接通时,磁芯中的磁动势相互抵消,因而磁芯材料不受任何影响,不必担心其磁饱和. 在这次研制过程中,采用频率特性好,导磁率高的铁氧体材料.在该研制过程中,采用电感和电容组成π型滤波器,使得输出电压更加平滑,交流分量更少,考虑到电感器件中经常有较大的直流电流成分,因而电感器件的铁芯采用具有高饱和磁通密度的铁粉芯材料制成.

　　2. 2 　电路结构及工作原理
　　基于PFC 控制芯片的AC/ DC 变换器电路结构如图3 所示. 图中BD1 为整流桥,CY为干扰滤波电容,TR 为热敏元件,ZD1 为稳压管,EC 为电解电容,VR 为压敏元件, FUSE 为保险丝,1～8分别表示芯片引脚号.

　　图3 所示APFC 电路主要由控制器IC 芯片、MOSFET 功率管Q1 、升压电感器L4 、升压二极管D2 、输出滤波电容EC2 及反馈环路组成.APFC 变换器的工作原理基于升压电感L4 的电流与电压之间的物理关系. 在Q1 导通时,升压二极管D2 截止,滤波电容EC1 通过负载放电. 当Q1 由导通跃变为关断时,L4 产生的突变电势使D2 正向偏置导通,L4 中的储能经D2 释放,对EC2 充电. 由于Q1 和D2 交替导通,使整流桥输出电流经L4 连续流动. 这就意味着整流二极管在交流电源的半个周期内,导通角趋于180°. 该电路采用双环反馈控制方案. 内环反馈的作用是将全波整流输出直流脉动电压通过和R004 组成的电阻分压器取样输入到第3 脚,以保证通过L4 的电流时刻跟踪输入电压按正弦规律变化的轨迹. 通过L4 的三角形高频电流的峰值包络线正比于输入交流电压,其平均电流则呈正弦波形,这就意味着电源输入电流也呈正弦波. 外环用作APFC 变换器输出直流电压的反馈控制. 直流输出电压通过R005 和R009组成的电阻分压器取样输入到的第1 脚, 输出PWM 驱动信号调节MOSFET 功率管的占空比,以使输出电压稳定.

图3 　APFC实验电路结构图

　　交流输入电压经桥式整流,输出100 Hz 的正弦半波直流脉动电压,能够比较真实反映交流(AC) 输入电压波形的全波整流电压,经过电阻分压器分压、小电容滤除高频噪声输入到芯片内部的乘法器. 滤波电容EC2 两端直流电压通过R005 和R009分压输入到芯片内部误差放大器的反相端,并与误差放大器同相端精密参考电压V _ref比较,产生一个直流(DC) 误差电压,作为一象限乘法器的另一路输入. 当AC 输入电压从零按正弦规律变化到峰值时,乘法器的输出控制电流传感比较器的门限,迫使通过MOSFET 功率管Q1 的峰值电流跟踪AC 输入电压的变化轨迹. 流过MOSFET 功率管Q1 的电流在电阻上转换为电压信号,输入到芯片第4 脚,经过芯片内置阻容( RC) 低通滤波器, 输入到芯片内电流检测比较器的正向输入端. 电感L4 电流的波形呈高频锯齿三角波,在电流值从零增长到峰值的过程中,Q1 是导通的. 乘法器的输出则是电感峰值电流的参考电压,只要在R011 上的传感电压超过电流检测比较器的门限电压,片内逻辑电路动作,输出MOSFET 功率管关断信号. 升压电感L4 的副边绕组Ns 将感应电压经D1 整流EC1 滤波,作为芯片启动后的辅助电源;Ns 还用做L4 的高灵敏度的电流传感器. Ns 将流过L4 的电流检测后,经限流电阻R007 输入到片内零电流检测器,只要电感电流一降至芯片所设置的“零”电平, 零电流检测器则通过置位门锁驱动MOSFET 导通.

　　升压电感器L4 选用铁氧体材料铁芯和李氏漆包线绕制,原副边线圈匝数比为60/ 6. 原边N_p绕组的电感为580μH ,副边N_s 是辅助电源及零电流检测绕组.

3 　实验结果
　　实验结果显示该AC/ DC 变换器在较宽广的输入电压范围下获得高度稳定的直流电压400 V 输出,纹波峰峰值在8 V 以下,输出额定功率达150W ,满载下效率η= 95 % ,功率因数λ≥0. 99 ,输入电流总谐波畸变D < 6 %. 图4 和图5 所示记录了芯片3 脚的采样输入电压、交流输入电流波形. 图6 所示为MOSFET 上源极电阻上的采样电压波形,它反映了流经MOSFET 上的电流波形,即电感储能阶段电感电流波形. 可看出由于MOSFET 开关频率很高(将近70 kHz) ,在开关关断过程中源极电阻上有较强的干扰电流流过,示波器记录波形上出现不少尖峰毛刺. 芯片内已预先设置了RC滤波器对该信号做滤波处理,不过一般可在4 脚与源极电阻间考虑再增添一外部RC 滤波电路,增强抗干扰效果.

　　图4 　芯片3 脚电压采样输入波形

　　图5 　输入电流电阻采样波形

　　图6 　MOSFET上导通电流电阻采样波形

　　4 　结语
　　由构成的功率因数校正电路外围结构简单,电路元器件少,电路的体积和成本下降,提高了系统的可靠性. 目前这种APFC 技术已经在开关电源、电子镇流器等诸多领域得到了应用. 该APFC 电路采用峰值电流控制方式,属于准连续电流模式,MOSFET 开关频率很高,这对EMI 滤波电路的设计有较高的要求. 不过该系列芯片与其他采用连续模式的APFC 芯片相比有着较高的xxx,值得作进一步完善研究.

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