许多模拟信号链电路需要进行交流耦合，以便xx不需要的直流电压或偏置电压。交流耦合的最简单办法就是采用一个与信号路径串联的电容，从而形成一个单极点高通滤波器()。在本文中，我们将探讨一种通用的方法，这种方法无需在信号路径中放置电容就可实现高通滤波器功能。而且，我们还将进一步扩展该方法，以便创建二阶或更高阶的高通滤波器。

在许多应用中，实现交流耦合只需要一个串联电容。但在另一些应用中，这种简单的方法可能引起音频电路中的问题，例如HPF的极点常常需要位于10Hz以内的范围。从降低噪声考虑，电容要具有低的阻抗，因此，我们需要采用大电容。但是，这样的电容通常容易影响音频信号。

其它应用，如在自动外部除颤器(AED)的热传感器电路中，在模拟/数字转换器(ADC)之前，必须xx输入的直流电压以及电路引起的偏置电压。

许多精密的应用在信号链路中采用了仪表放大器(INA)。在这些电路中采用输入电容通常是不切实际的。由于在两个输入间存在着良好的平衡，INA具有极高的共模抑制。图1所示为把INA217配置为具有40dB增益而实现的典型INA电路。因其特性的缘故，这种电路具有非常低的噪声和失真。然而，偏置电压特性却不够好。

图1：仪表放大器。

为了xx输入端的直流偏置电压，要在每一个输入端串入一只电容。然而，INA本身的输入偏置电压也被增益放大了。在这种电路中，输出偏置电压可能会高达30mV。想要很好的xx这个偏置电压，我们就需要在输出端再串入一只电容。

采用“伺服反馈”来xx直流偏置电压

在INA电路中，伺服反馈是提供交流耦合的一种常见技术。通过使用一个被配置为积分器的低偏置电压的运放(例如图2所示的OPA277)，我们获得一个截止频率为16Hz的一阶高通函数。

图2：传统的“伺服反馈”。

具有附加直流校正功能电路的偏置电压的典型值为15μV，{zd0}约为30μV。由于这种改良的电路在整个电路的输出上校正了偏置电压，偏置电压被改善了三个数量级。在这个实现中，输出偏置由运放的输入偏置电压以及R1吸取的偏置电流所引起的偏置电压来决定。只要INA输入级上的偏置电压乘以增益小于该级的{zd0}输出电压，并且小于伺服放大器的输出范围，这种方式还能xx施加在INA输入端的偏置电压。

我们可以轻松地计算由这个电路形成的高通滤波器的极点频率、以及INA输出级的整个响应。

设输出级的增益为K，那么，这一过程(带有伺服反馈)的增益为：

该增益是带有高通滤波器(3dB极点)的放大器的初始增益：

对于我们的例子来说：

这种方法的另一个优点就是，用于创建高通函数的电路位于信号路径之外。通过选用质量过关的无源元件，它对高通滤波器截止频率的性能影响很小。类似地，这种技术常常被用于提供所需要的交流耦合，而不会对INA的共模抑制产生负面影响。

在典型情况下，在需要良好的共模抑制(CMR)的应用中才会采用仪表放大器。因为INA输入结构得到了很好的平衡，它能提供优异的CMR。如果取而代之，我们在输入端利用串联电容实现交流耦合，那么，在频率为截止频率十倍左右时，我们的CMR就会受到损害。这是因为电容并不能与INA内的电阻匹配。与INA本身的不匹配相比，这种因电容引起的阻抗失配要高几个数量级。

因为在理想的情况下，伺服放大器反馈级对高于极点频率的正向路径中的信号没有影响，我们可以主要针对其直流指标来选择用于反馈路径的运算放大器。然而，要注意这种针对直流指标选择的运放在正向路径通带中的较高频段的表现如何。超过这一运放通带的信号频率会被运放中的输入晶体管调整，并以直流偏置的形式表现出来。

利用伺服放大器技术，我们获得了一种单极点高通滤波器响应，它可与在输入和输出端同时利用交流耦合电容所实现的二阶、单极点高通滤波器的频率响应相媲美。

我们常常需要使用高通滤波器()，但是，电容器可能对它的性能产生负面影响，因此，我们要学会如何避免这些负面影响。

在本文{dy}部分中()，我们了解了如何利用旧有的xx伺服反馈技术来xx直流耦合增益模块当中的直流偏置电压，而不必在正向信号路径中放置任何元器件，特别是电容。我们开发了一种跟这种技术等效的二阶滤波器，并展示了它是如何与反相以及同相增益级配合起来工作的。

在第二部分，我们将回顾实际的应用案例，探讨改进基本架构的方法，并把它的应用推广至生成更为复杂的高通滤波器函数。

伺服反馈和麦克风电路

图1所示为采用驻极体(电容器)麦克风的电路图。我们把麦克风当作理想的电流源来建模，以便达到实验演示的目的。驻极体麦克风必须用电阻上拉至一个直流电压，因此，它存在一个由直流电压、上拉电阻以及麦克风电流范围所确定的固有偏置。通常这样的麦克风紧接一个交流耦合电容。

如果我们要把来自麦克风的信号施加在模数转换器(ADC)上，那么就必须xx麦克风上的偏置电压。大多数的常用ADC均是单极型的、并且需要在任何双极型信号上增加一个特定的直流偏置电压。

该电路可提供设计者所希望的高通函数，xx麦克风的直流偏置，并叠加在ADC所需要的直流偏置之上。正相运算放大器的高输入阻抗防止电路拉低麦克风的负载。

图1：xx来自驻极体麦克风的固有偏置。

对这个电路运行瞬态仿真，如图2所示，(左侧)Vin具有4V的偏置电压，而Vout的偏置电压以1.25V为中心浮动。图2(右侧)所示的交流分析中显示了二阶高通滤波器的函数。

图2：驻极体麦克风电路的瞬态和频率响应。

上面画出的电路提供6dB的增益(两倍的增益)。让我们假设该应用需要10倍的增益。我们能够按照我们的需要xx改变增益级，然后，重新计算反馈电路的元件值，以保持极点位置不变。图3所示为针对该增益修改后的电路。图4所示为瞬态和交流分析。

为了根据增益的变化(R5/R4比率变化)进行调节，可通过把R6和R3分别除以R5/R4比值的平方根，来保持极点位置不变。

图3：增益被增加的驻极体电路。

图4：增益增加之后的瞬态和频率响应。