基于磁放大器的ATX电源的设计
2010-04-01 16:14:26 阅读7 评论0 字号：大中小
1 简介
早期PC中的
Intel在1997年推出了流行的ATX2．01电源标准。和AT电源相比，ATX电源主要是增加了3．3V输出电压和一个PS-ON信号。 其中，3．3V电源给使用低电压的CPU供电，大大降低了主板电路的功耗。5V电源亦称辅助电源，只要插上220V交流电就有5V电压输出。PS-ON信 号是主板向电源提供的电平信号，用来控制电源其他各路电压的输出。利用5V电源和PS-ON信号，即可实现软件开机／关机、网络远程唤醒等功能。当主板向 电源发送的PS-ON信号为低电平时将电源启动，PS-ON为高电平时关闭电源。ATX电源的主要技术指标是输出功率、安全标准(例如我国的C CEE认证)、电磁干扰(EMI)特性、 “电源发生故障”(PF，即Power Fail)及“电源正常”信号的延迟时间等。
PC开关电源的功率必须能满足整机需要并留有一定余量。目前，PC正朝着“绿色”节能环保型的方向发展，其电源功率并非越大越好。Intel新 推出的Micro-ATX标准所规定的PC电源功率只有145W，甚至可降低到90W。ATX电源现已成为PC电源的主流产品。
2 的基本原理
反激式开关电源中磁放大器稳压电路的基本原理如图1所示。输出电压UO经过取样电阻R1和R2获得取样电压UQ，接误差放大器的反相输入端，误 差放大器的同相输入端接基准电压UREF，VDZ为稳压管，R3为偏流电阻。误差放大器将UQ与UREF进行比较后产生误差电压Ur，再经过二极管VD3 接可控磁饱和电感器L1的右端。VD1为输出整流管，VD2为续流二极管。C为输出滤波电容器。L2为磁珠，用来抑制开关噪声。U1、U2、U3，分别代 表L1左端、L1右端、VD1右端的电压。高频变压器一次侧的上端接直流输入高压U1，下端接功率开关管MOSFET的漏极。输出电压经过反馈电路获得的 反馈信号，用来调节PWM调制器的脉冲占空比，通过改变MOSFET的通、断状态，即可实现稳压目的。
当MOSFET导通时，能量储存在高频变压器中，此时VD1截止。当MOSFET关断时，储存在高频变压器中的能量传输到二次侧。此时VD1导 通，磁复位电流IG从右向左流过L1，将L1磁复位。由于二次绕组电流I2方向与IG相反，因此I2必须先将IG抵消后才能流过L2。这表明二次侧电流是 从负值变为正值，然后迅速增大，使L2进入磁饱和状态并呈现低阻抗。显然，磁复位时间就是VD1开始导通的延迟时间t1。
磁放大器的时序波形如图2(a)、(b)所示。二者所对应的磁复位时间分别为t1、t2。
由图可见，改变t1，即可调节U2的占空比：D=t1／T，T为开关周期。具体讲，当磁复位时间从t1减至t2时，D ↑→UO↑。反之，当磁复位时间从t2增加到t1时，D↓→UO↓。因磁放大器具有“二次稳压”(一次稳压是由PWM调制器完成)的作用，故能对UO进行 xx调节，获得高稳定度的输出电压。
3 3．3V磁放大器稳压电路的设计
PC开关电源中的3．3V磁放大器稳压电路如图3所示。磁放大器由取样电路(R24和R26)、可调式精密并联
现对磁放大器的工作原理分析如下：当单片开关电源内部的MOSFET导通时，输出整流管VD7a截止，VD7b导通，由储存在C14、C15上 的电能继续给负载供电。此时L4对高频开关电流呈高阻抗。当MOSFET关断时，VD7a并不立即导通，而是经过一段延迟时间才能导通。由于磁复位电流的 存在，二次绕组的正向电流必须先将磁复位电流抵消掉，L2上才能流过正向电流，使L2进入磁饱和状态并呈现低阻抗，进而VD7a导通。磁复位的持续时间即 阻断输出的延迟时间。此后输出被接通，除给负载供电之外，还有一部分能量储存在输出滤波电容器C14、C15中，以便在VD7a截止时能维持输出电压不 变。
举例说明，当负载突然变轻而导致UO1(3．3V)输出电压升高时，取样电压UQ也随之升高，进而使误差电压Ur升高。Ur经过VT2、VD9 输出的磁复位电流增大，使磁复位时间延长，输出脉冲宽度减小，使UO1又降至3．3V。反之亦然。因此，可等效于一个脉宽调制器，通过精细调节脉冲宽度，可达到精密 稳压目的。这就是磁放大器的稳压原理。
传统的铁氧体磁心采用晶态结构的材料，其原子在三维空间内做有序排列而形成点阵结构。而非晶态合金是指物质从液态(或气态)急速冷却时，因来不 及结晶而在常温下原子呈无序排列状态。非晶态合金的制造工序简单，节能效果显著，它属于新型绿色环保材料。非晶态合金具有高磁导率、高矩形比、磁心损耗 低、高温稳定性好等优点，这种材料适合制作可控磁饱和电感器，用于计算机的中。
L4采用美国Metglas公司生产的MP1305P4AS型高性能非晶态合金磁环，用φ0．10mm漆包线均匀绕制7匝。常用非晶态磁环典型 产品的主要参数见附表。MP1 305P4AS型号中的“13”代表外径为1 3mm(标称值)， “5”代表高度为5mm(标称值)。其磁路长度为3．46cm，有效横截面积为0．057cm2，质量为1．50g，饱和磁通密度为0．57T，矩形比为 0．86，电阻率为0．142μΩ·cm，磁心损耗为318mW，长期工作温度<120℃，居里点温度为225℃(超过此温度时磁滞现象会消失)。
MP1 305P4AS的B-H曲线(亦称磁滞回线)如图4所示，B代表磁通密度(单位是T)，H代表磁场强度(单位是A／m)，图中的实线和虚线分别对应于 100kHz、200kHz开关频率。
4 145W多路输出式PC
由单片开关电源集成电路TOP247Y构成145W多路输出式PC开关电源的主电路如图5所示。交流输入电压范围是90～1 30V(典型值为110V)或180～265V(典型值为220V)。3路输出分别为UO1(+1 2V，4．75A)；UO2(+5V，1 1A)，UO3(+3．3V，10A)。为了能与AT电源兼容，高频变压器并没有专门的+3．3V绕组，而是利用5V绕组电压，通过外部磁放大器电路获 得+3．3V输出，这样可简化高频变压器的设计。利用磁放大器还能进一步提高了稳压性能。总输出功率为145W，峰值输出功率可达160W。增加了遥控通 ／断电路，能远程控制开关电源的通、断状态。其电源效率η≥71％。当输入功率仅为0．91W时，输出功率可达0．5W，其功耗仅为0．41W，符合在这 种情况下电源功耗不得超过1W的规定。S为110V／220V交流输入电压选择开关。利用晶体管VT2、VT3、电阻R1、R2、R3、R5和R6来代替 均衡电阻，构成滤波电容C2、C3的均压电路。
该电路能降低电阻损耗。在设计电路时，VT2采用MPSA42型高压NPN晶体管，VT3采用MPSA92型高压PNP晶体管，二者为互补对 管，主要参数如下：U(BR)CEO=300V，IC=0．5A，PD=0．625W，hPE=25倍。当S断开时就选择220V交流电。此时C2与C3 相串联，总电容量变成6601μF。
RV是压敏电阻，当电网上的浪涌电压超过275V时RV迅速被击穿，能起到钳位保护作用。RT为负温度系数的热敏电阻，在上电时起到限流保护作 用。交流输入端的EMI滤波器由C18、 C19、C1，共模扼流圈L3、C20、C22、C23和R10组成。其中C1、C22和C23均为安全电容(X电容)。R10为泄放电阻，断电时可将电 容上所积累的电荷泄放掉。电源启动时的欠电压值是由R3、R5和R6的总串联电阻值来决定的，当交流电源电压低于180V时禁止启动开关电源。另外，电阻 R4、R14、R23和晶体管VT1还在X引脚构成一个独立的欠电压保护电路，电源被启动后允许在低于140V直流电压的情况下继续工作。R7为延迟电 阻。
由二极管VD1、稳压管VDz1～VDz3、C4以及二次侧电路中的R22和C9组成“稳压管／电容复位／钳位”保护电路。该电路能提供复位电 压，无论在何种情况下都能将漏极电压钳制在安全范围以内(低于600V)。高频变压器的{zd0}磁通密度应小于0．25T。复位电路还与自动降低{zd0}占空比 (Dmax)的电路配合工作，防止高频变压器出现磁饱和现象并且避免负载短路时损坏电路。能自动降低{zd0}占空比的电路由R8、R13，C22，VDz4和 VD5构成。
遥控通／断电路由R12、C7、R24、VT4、C15、R25、R26、光耦合器IC4和VD6组成。在开启状态下，IC4的输出信号使 VT4导通，X引脚就通过电阻R12、VD6和R11接控制端C。在关闭状态下，IC4和VT4处于截止状态，X引脚经过R12和R24接外部+12V待 机电源，使TOP247进入关闭状态。+12V待机电源通过R24和VD6给TOP247的控制端提供电流，使开关电源的功耗降至2mW。R11为偏置电 阻。
精密光耦反馈电路由光耦合器IC2(SFH615A)、可调式精密并联
