前言
仿真软件的使用大大缩短了电路设计的周期，而在大部分软件所提供的元件库中，仿真元件都是以其SPICE模型的参数作为基础的。因此，电路设计者在选择元器件进行电路设计仿真时往往面临诸如对元件的SPICE模型参数物理意义不了解及难于将公司提供的该芯片的数据资料中的物理量与其SPICE模型参数相对应等一系列问题。对此，文中给予了相应的解释和说明。
一．二极管的SPICE模型参数
二极管分为静态模型参数和动态模型参数两种。其中作为已知参数，可以直接由工艺过程或器件材料决定的有禁带宽度EG，饱和电流温度指数XTI，闪烁噪声系数KF和闪烁噪声系数AF。静态模型是通过I~V曲线来反映的，参数主要有反向饱和电流IS，反向击穿电压BV，发射系数N，反向击穿电流IBV，梯度系数M，内建电势VJ和串联电阻RS。动态模型是通过C~V曲线体现的，参数主要有零偏结电容CJ0，渡越时间 TT。元件测量温度TNOM，XTI，EG则反映了饱和电流随温度变化的特性。根据不同种类二极管的应用，应对这些SPICE参数值进行有针对性的选取。
1.1 反映二极管静态特性的SPICE参数
1.1.1 （反向）饱和电流IS 单位(A)
考虑理想情况下变容二极管的I~V特性,关系如下[1]：
(1)
其中, VT为半导体热电势,表达为: 。V为外加偏压,q为电子电荷，K为波尔兹曼常数,T为{jd1}温度。当外加反偏压的{jd1}值足够大时，I值约等于SPICE参数中的反向饱和电流IS。由半导体基本理论推出[1]：
(2)
A为势垒区截面积，np0和p n0分别为载流子产生与复合率相等情况下P区的单位体积的少子电子数和N区的少子空穴数（少子浓度），Ln和Lp分别为少子电子和少子空穴的扩散长度， 和 为空穴和电子寿命。
1.1.2 发射系数N
考虑非理想情况下少数载流子在穿越势垒区时的复合,(1)式被修正为:
(3)
其中N为用来反映势垒区复合程度的发射系数，其取值范围为 [1，2]。
1.1.3 VJ：内建电势（V）
二极管的内建电势VJ是由平衡PN结空间电荷区内的内建电场引起的，它是由图1. 二极管的I/V特性 半导体的材料决定的。它是N区和P区间存在的电势差，定义如下[1]：
(4)
其中， 和 分别代表P区的空穴浓度和N区的电子浓度，电子(空穴)从N(P)区到P(N)区必须克服势垒 。由（5）式可知，本征载流子浓度越小，则VJ越大。由于禁带宽度EG影响着电子从价带底跃迁到导带顶的难易，从而决定了本征载流子浓度ni，因此，根据（5）还可推出在特定温度下，以下三种常用材料的VJ大小关系为：GaAs>Si>Ge。
1.1.4 IBV反向击穿电流（A）与BV反向击穿电压（V）
当外加反向偏压增至某值时，反向电流会迅速增加。发生击穿存在两种可能性，一种是由势垒区在高电场下共价键断裂产生的大量电子引起的齐纳击穿。另一种是因少子渡越P-N结空间电荷区时,受其电场加速获得足够大的动能以轰击晶格中的束缚电荷,电离出电子空穴对,引发连锁撞击导致雪崩击穿。I~V反向曲线上的反向击穿电流IBV参数的值是由半导体生产厂家确定的，对应该值的电压被定为反向击穿电压BV。分析可知，当二极管的禁带宽度EG越窄，杂质浓度越高，反向击穿现象越容易发生。
1.1.5 RS：串联电阻（Ω）
在不考虑衬底的情况下，二极管的串联电阻主要由PN结两侧中性区和金属引线间的欧姆接触电阻和P区,N区的等效电阻组成，在高频情况下，还包含趋肤电阻。串联电阻降低了施加于PN结上的分压,从而导致了I~V曲线斜率的降低。此外，RS还会对二极管的品质因素Q和截止频率造成影响。
1.2 反映二极管动态特性的SPICE参数
1.2.1 M（梯度系数），FC（正偏耗尽层电容系数）和CJ0（零偏结电容 单位：F）
PN结的电荷存储能力决定了半导体二极管的C/V动态特性。在外偏压发生变化时，耗尽层宽度随着结电场发生改变。结的两个半边内空间电荷量随耗尽层宽度变化呈正比关系，将势垒区电荷随外加偏压的变化等效看成一个电容，即势垒电容CJ。在低于反向击穿电压BV的范围内，在忽略管子外部封装引起的封装电容的情况下，二极管外加反偏压和结电容之间的关系如式6所示 [2]：
（5）
其中,CJ0为零偏压时对应的结电容，参数FC为正偏耗尽层系数，被用于对PN结的SPICE动态模型进行线形近似修整以确保结势垒的存在性，通常取值为1/2。VJ由半导体的材料和工艺决定。M为梯度系数，它代表C/V曲线的斜率，由PN结不同的杂质浓度的分布决定。在众多公司提供的芯片资料中，用符号γ来表示。理论推导得出，当PN两边缘处的浓度分布随着结边距呈线形变化时对应的结称为缓变结, 对应M取1/3。浓度分布随着结边距发生突变的对应着突变结, 对应M取0.5。当M>0.5时对应的结称为超突变结,M值越高，掺杂浓度随结边距的突变就越明显。
1.2.2 TT：渡越时间（sec）
在正偏压下，位于PN结两侧少数载流子扩散长度范围内，存在着由少数载流子构成的扩散电荷，当PN结返回到外加零偏压状态时，这些少子因复合作用逐渐消失，这一过程所需的时间被称为渡越时间。它由二极管的材料,工艺和结构决定。TT反映了二极管的开关速度, 它在快恢复二极管的选择中是重要的参考依据。
1.3 反映二极管温度特性的SPICE参数
反映二极管温度特性的SPICE参数有器件测量时的温度TNOM (℃),饱和电流温度指数XTI及禁带宽度EG (eV)[4]。其中XTI是由禁带宽度和材料的搀杂浓度决定的。
温度效应对二极管有较大的影响，主要反映在对二极管的反向饱和电流IS上，IS随温度变化率为：
(6)
温度变化同样对其PN结电容造成影响，以变容二极管为例，有[4]：
（7）
对于变容二极管的选取而言，应尽量选取EG高的管子以减小温度对管C~V特性的影响。
1.4反映二极管噪声特性的SPICE参数
反映二极管温度特性的SPICE参数有KF（闪烁噪声系数）和AF（闪烁噪声系数）。NF是随着元件的偏置电流，工作频率，温度及信号源内阻变化的，反映的是在不可避免的信号源之上由元件增加的噪声功率。表达式为[3]：
（8）
闪烁噪声KF（又称1/f噪声）。它的值取决于接触面材料类型和集合形状的系数[3]，根据Hooge提出的迁移率涨落模型,二极管闪烁噪声的功率谱密度函数表达式可表示为[3]:
（9）
其中, 常取1, 范围[1,2]。 为反向饱和电流与正向扩散电流的和。我们要求这两个参数应尽量小，在SPICE仿真中，它们通常分别取作0和1。
二． SPICE参数选管应用实例
作为例证，对LC谐振回路选取合适的变容二极管进行仿真。由于变容二极管是通过改变外加反向偏压来控制结电容变化以达到调节谐振频率目的的非线形元件。因此, 在通过SPICE参数选取变容二极管设计调谐放大器时反映C~V特性的SPICE参数是选管的主要依据。选取变容二极管的主要SPICE参数依据是RS，M，EG，BV和VJ。在变容二极管的参数资料中，一个衡量压控范围的重要参数是大电压V1与小电压V2下对应的电容比，它反映了反偏压对结电容调制范围的大小。通过推导可知它与前面提到的SPICE模型参数M之间存在如下的对应关系：
（10）
由（10）式可以看出，在选管时，可以根据电路设计所能提供的外加反向偏压控制范围大至确定M的取值。此外，为了获得更大的调制度，应尽量选取在电路所能满足的BV反向击穿电压范围内,M较大的变容二极管。在这里选取M较高的超突变结变容二极管以获取较大的电容比，为了提高工作频率和温度的适应性，选择禁带宽度较大的GaAs材料，与该材料对应的VJ为1.2V。
另外，Q值是反映二极管性能的重要指标，它直接影响着电路的工作品质，Q值越高，二极管的损耗越小，工作时越接近理想状态。理论分析可知，高频时，串联电阻RS和结电容越小，Q越大。因此，需尽量选取RS小的高Q值变容二极管。早期运用于电视通信VHF~UHF频段的调谐或调频变容二极管Q值仅在百位数量级，M值也低于1，这一指标已被GaAs变容二极管远远超过。目前查到GaAs变容二极管的Q值在GHz数量级已达上千，M值可达1.5。在这里选取MDT公司M系数为1.5，Q值为1200的超突变结GaAs变容二极管MV34010用于电路调谐实验。将其SPICE参数装入MULTISIM9.0仿真软件元件库中进行仿真,SPICE参数如表1：
表1. MULTISIM9.0仿真元件库中MV34010的SPICE参数
IS RS CJ0 VJ TT M BV N EG XTI KF AF FC IBV TNOM
1e-14 0 83.83e-12 1.2 0 1.45 15 1 1.43 3 0 1 0.5 1e-5 27
对应芯片资料，该芯片的特点是在25。C下，反偏压 4V情况下对应的结电容为
10.0 10%pF,而CJ0高达83.83pF,与同系列的其他突变结二极管相比,在7V偏
压范围以内C~V曲线最陡, 对应电容比（CJ@2/CJ@12V时）为8.9，极大有利于电压的控制。图2给出了通过MULTISIM9.0仿真得到的采用变容二极管MV34010的LC并联谐振电路,表2列举了采用MULTISIM9.0仿真得到的，对应不同调节电压V2的谐振频率及相应的放大增益：

表2. 不同电压下调制频率及增益
在图2中,V1确保MV34010工作于反向偏压状态,通过改变偏压V2来控制与电感L2并联的变容管的结电容以实现LC调谐,高频晶体管BFG410W用于将调谐信号放大,R2为耦合大电阻,以滤除来自外界的高频杂波对谐振回路的影响。图3为在外
Voltage
(V) frequency (MHz) Gain
(dB)
3.0 925.6472 54.5687
4.0 955.6230 54.8740
5.0 984.8301 54.8356
6.0 1009.1 54.2213
7.0 1010.2 54.0784
加电压为6V时对应的调频电路在谐振点及-3dB频率。如图示，-3dB频率为1.0055GHz,可见曲线具有很高的陡峭度。分析表2的仿真数据可以看出，除了能够简化电路结构外,采用变容二极管MV34010设计的LC谐振电路因二极管的高Q值导致谐振点处具有极陡的峰值，且实现了在仅单节放大器放大的情况下GHz数量级的调谐频率及谐振点处高于54dB的放大增益，这一特点极大有利于提高调谐电路的选频特性和调制的准确性。
三． 结论
在明确了二极管的SPICE模型参数物理意义的前提下，将其与芯片资料的关键参数相对应以选择出合适的元件是可行的。
参考文献
[1]孟庆晨，刘海波，孟庆辉著，半导体器件物理，科学出版社，2006年3月{dy}版
[2]刘长军，黄卡玛著，射频通信电路设计，科学出版社，2006年6月第二版
[3]高普占著,微弱信号检测,清华大学出版社,2004年11月{dy}版
[4]黄昆,韩汝琦著,半导体物理基础,科学出版社,1979.7