1 引言

　　为了以更低的功耗获得更高的速度和更佳的性能，要求电源电压越来越低，瞬态性能指标越来越高，因此对开关电源提出了越来越高的要求。用原有的电路拓扑及整流方式已不能满足现在的要求，为了适应IC芯片发展的需要，人们开始研究新的电路拓扑。因为输出电压很低，所以，同步整流自然成为这种低压大电流电源的必然选择，考滤到产品的复杂程度及产品可靠性，同步整流一般选择自驱动同步整流，能与自驱动同步整流电路较好结合的拓扑大致有三种：有源箝位正激变换器；互补控制半桥变换器；两级结构变换器。与两级结构变换器相比，有源箝位变换器和互补控制半桥变换器所用器件少，更具有吸引力。这两种变换器拓扑容易实现软开关，工作频率可以更高；变压器的磁芯可以双向磁化，磁芯的利用率高。针对一次整流电源输出的-48V（36～72V）电压，输入电压在较大（36～72V）的范围内变化时，互补控制的半桥电路副边所得到的驱动电压变化范围太大，已不能适用来驱动MOSFET管。因此，有源箝位自驱动同步整流正激变换器是低压大电流开关电源必然选择的电路拓扑。

　　2　有源箝位同步整流正激变换器的拓扑分析

　　有源箝位同步整流正激变换器的电路拓扑如图1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激变换器在稳态运行时，一个开关周期內的主要参量波形如图2。一个开关周期内大致可分为四个运行模式，即：1）to<t<t1,主开关ZVS开通，能量传送到负载2）t1<t<t2,箝位开关电压谐振到零；3）t2<t<t3，箝位开关ZVS开通，箝位电路运行，4）t3<t<t4,主开关电压谐振过渡到零。以下分析这四种运行模式，其中iL1为变压器输入电流，它流经漏电感Ll;ip为流入变压器原边绕组的电流。

　　图1　有源箝位同步整流正激式电路图

　　1 模式1 （t0<t<t1） 主开关管ZVS开通，能量传送到负载

　　在主开关S1开通前，箝位电容上的电压为Vc1=DVin/（1-D）（极性为下正上负）。这一阶段，箝位开关S2关断，箝位电容电流ic1=0。 S1导通后，S1开关管的漏极电位VD=0，变压器磁芯正向激磁，激磁电流im由第三象限的-Im向{dy}象限+Im过渡，iL1=im+Io/N,N为变压器原副边绕组匝数比N1/N2。变压器原边绕组电压VP=VS，能量由输入电源Vin经过变压器传送到负载。

　　2 模式2　（t1<t<t2）箝位开关电压揩振到零

　　S1断开，S2仍关断。磁场能量对S1输出电容Cs充电。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im；ic1<0。VD由0上升到Vin+Vc1， Cs电压达到Vin+Vc1，S1上的电压被箝位在这一水平；变压器原边绕组电压VP从Vin变化到Vin–VD=-Vc1。Vc1=DVin/（1-D）保持不变。

　　3 模式3　 （t2<t<t3）箝位开关ZVS开通，箝位电路运行

　　主开关S1关断，S2开通前，由于VD为正，箝位开关S2随之可以ZVS开通，箝位电路运行。箝位电容电压Vc1=DVin/（1-D），由于变压器磁场能量对箝位电容储能的交换过程，使该电压有变化，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表示充放电过程中箝位电容电压纹波，主开关电压箝定在Vc1+Vin水平。箝位电容电流-ic1=im=iL1;ip=0,im由{dy}象限的+Im向第三象限-Im过渡，也即磁通复位过程。

　　4 模式4　（ t3<t<t4）主开关电压揩振过渡到零。

　　S1，S2关断，磁场能量使S1结电容放电， VD由Vin+Vc1下降到零，创造了S1的ZVS条件。箝位电路断开，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。变压器原边绕组电压Vp则从-Vc1变化到Vin。Vc1=DVin/（1-D）保持不变。

　　S1导通时间为DTs，变压器原边绕组承受电压为Vin；S1关断时间为（1-D）Ts，变压器原边绕组承受电压为-Vc1。由伏秒平衡关系可得：DTsVin=（1-D）Vc1，即Vc1=DVin/（1-D）。

　　图2　有源箝位同步整流正激变换器的主要参量波形

　　有源箝位正激变换器变压器磁芯工作在双向对称磁化状态，提高了磁芯的利用率，箝位电容的稳态电压随开关占空比而自动调节，因而占空比可大于0.5；Vo一定时，主开关管?辅助开关应力随Vin的变化不大；所以，在占空比和开关应力允许的范围内，能够适应输入电压较大变化范围的情况。不足之处是增加了一个管子，使得电路变得复杂。

　　3 电路参数的设计与计算公式

　　主电路拓扑如图1 所示，它的箝位电容电压为：Vc1=DVin/（1-D），箝位电容的耐压要大于此值，容量只要足够大即可保证电路的正常工作，在制作中，选用的箝位电容容量为47μF。控制芯片选用UC3823N实现PWM控制，控制芯片检测开关电流加上斜波信号（由PWM输出信号14脚生产）送至芯片的电流端（7脚）；电压信号经取样电阻分压和误差放大器补偿产生一输出信号（3脚），此信号与7脚信号比较后产生输出占空比信号PWM,再由脉冲变压器隔离和原边驱动器UC1707产生两列互补驱动且死区可调的脉冲驱动变换器的主管S1和箝位管S2。合适的参数设计，尤其是电压补偿器及斜波补偿的选择将使系统稳定可靠地工作。

　　经理论分析及实践，在设计有源箝位同步整流正激变换器时，需要计算各种参数，在实践过程中，总结了一套如何设计变换器的公式，以下给出这些公式，以便于参考。另外还要注意，用公式计算出来的值还要留出适当的裕度，以保证电源的可靠性。

　　（1）变压器的初级匝数N1

　　N1=U·D·104/f·△Bm·Ac

　　其中　U为输入电压；D为占空比； f为开关频率；△Bm为磁感应增量；Ac为磁芯的有效面积。

　　（2）变压器的次级匝数N2

　　N2=N1·Vo/D

　　其中　Vo为输出电压。

　　（3） 初级电感量Lprim的确定

　　初级电感量Lprim由下式决定

　　Lprim=uo·ua·N12·Ae/le

　　式中，uo为真空磁导率；ua是振幅磁导率；N1是初级绕组匝数；Ae是磁芯的有效截面积；le是有效磁路长度。

　　（4）　输出电压

　　Vo=D·Vin·N1/N2

　　（5） 输出电感L和电容C的计算

　　L=2.5R/f

　　取IL（peak）=1.1Io

　　C=△IL/8f△Vo

　　ESR（max）=△Vo/△IL

　　其中 △IL=0.2Io

　　（6） 导线的参数

　　导线的截面积与线径d

　　Sm=Ii/J

　　di=1.13Sm1/2

　　其中　Ii为各绕组电流有效值（A）；J为电流密度，它是根据铜损计算出来的，根据工程实践经验，导线的电流密度在自然风冷时选择2-4（A/mm2）,而在强制风冷时选择3-5（A/mm2）,其值是适宜的。

　　计算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于2倍趋肤深度时，应尽可能采用多股导线并绕。当用n股导线并绕时，每股导线的直经din按下列公式计算：

　　din=di/n1/2

　　铜线的趋肤深度△有以下经验公式：

　　△=66.1/f1/2

　　用上述公式计算△后，与di相比较，在di大于2△时，应采用多股导线并绕，n的大小以din不大于2△为好。

　　4 同步整流技术存在的问题及解决方案

　　同步整流技术的基础是应用MOSFET替代二极管整流器，但MOSFET如用为开关具用双向导通的特性。这一特性使得含有同步整流技术的变换器，在使用中产生了下述问题。

　　4.1 应用同步整流的变换器并联运行的问题

　　同步整流技术一般应用在低压大电流情况下，因而往往将多个具有同步整流技术的变换器并联使用，当并联的两个变换器输出电压不同，且差值达到一定值时，输出电压低的变换器的输出电流将反向，输出电压高的变换器就既给负载提供电流又为输出电压低的变换器提供电流，从而加大输出电压高的变换器负荷，结果没有达到并联增大负载电流的目的。另外还有自振荡问题，这将导致MOSFET的电压应力增加，给变换器输出带来谐波干扰。对这个问题，我们给电源设计了电压调整端，输出电压在一定范围内连续可调，如用户需要并联运行，只需将电压精准地调整一致即可。

　　4.2 效率问题

　　在轻载条件下，使用二极管整流器的变换器会进入电流不连续工件模式（DCM），但对于使用了同步整流技术的变换器，由于MOSFET的双向导通性，使得负载电流继续反向流过输出电感，并形成环路电流，造成了多余的损耗，限制了变换器在轻载条件下实现高效率。另外，当输入电压变化时，效率也会发生较大的变化。这些都是变换器工作在不同的模式，造成了能流回馈。这些问题在文献 7中有详细的论述及解决方案。

　　5 实验结果

　　应用以上分析的电路拓扑及电路参数设计了一台二次电源模块，样机的参数如下：输入电压48V（36-72V），输出电压/电流为2.1/40A，开关频率为250KHz，变压器磁芯选用EC28铁氧体，主开关管S1及箝位管S2选用IRF640，同步整流管选用IRL3803S，其通态电阻Rds仅为6mΩ。在输入电压为48V时，满载效率为85％。经小批量生产及电路参数的微调，产品的各方面性能均达到要求，现已开始批量生产。

　　6 结论

　　本文介绍了有源箝位自驱动同步整流正激变换器的工作原理，各电路参数及计算公式，采用这种电路拓扑，能很好的实现低压大电流开关变换器。这种方案实现了高效率?高可靠性，又实现了低压大电流的输出，满足了IT行业发展的需要，所以这种方案具有极大的市场应用价值。