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摘要：电子镇流器半桥逆变输入电路决定整机工作频率，是影响开关功率管逆变的重要因素。通过对脉冲变压器及理想激励电流波形的分析，如何提高转换速率，阻尼振荡予以讨论，指出目前存在的设计误区，做出减少共态导通与开关损耗的新设计。
关键词：转换速率；阻尼振荡；共态导通；开关损耗；新设计
0引言
众所周知，电子镇流器半桥逆变输入电路极为重要，它直接关系到整机的工作频率、开关损耗、转换效率、输出功率；同时对EMC、THD、PF等主要技术指标也有一定影响。目前比较实用的技术方案是双极型晶体管作半桥联接，由磁环构成脉冲变压器反馈产生自激振荡，输出高频脉冲电流供荧光灯管作光电转换。由于晶体管基区的存储效应，延迟了关断时间；集电结电容使输出脉冲电流对输入端构成不良影响；特别是输入电路中的脉冲变压器，当半桥逆变电路工作时，开关电流在其初级绕组中产生振铃，其正峰值与基区存储的正电荷合力促使开关管延迟关断，或重复导通，这就造成“共态导通”，轻则开关损耗增大，三极管发烫，重则开机就进入二次击穿，而且任何保护电路对它都无能为力。
为此，研究开关管迅速导通、彻底关断的理想激励条件，设计由双极型晶体管构成的电子镇流器半桥逆变输入电路{zj0}方案很有必要。
1开关管迅速导通的激励条件
双极型晶体管的电流放大系数β值并非是一个常量，而是随信号频率的增大而减小的。当基极注入阶跃电流Ib时，集电极电流ic上升随时间的变化是非线性的，即
ic（t）=βoIb（1－）（1）
式中：βo为低频时的β值；
ωo=2πfβ(fβ为晶体管共射电路截止频率)。
若令Tce=1/ωo，
则ic（t）=βoIb(1－)（2）
式（2）表明，基极注入阶跃电流Ib时，集电极电流ic按指数规律逐渐上升到{zd0}值βoIb。若令开启时间tk为集电极电流ic从零上升到{zd0}值βoIb的90％所需时间，上式改写为
0.9βoIb=βoIb(1－)（3）
解式（3）得tk=2.3Tce（4）
根据式（4）作出图1是基极阶跃电流Ib对ic的影响。
（a）基极阶段电流Ib（b）集电极电流ic
图1Ib对ic的影响
举例：电子镇流器常用晶体管的βo=20，fT=4MHz，
则fβ=fT/β=4MHz/20=200kHz，
Tce=1/ωo=1/2πfβ≈0.80μs，
故tk=2.3Tce≈1.84μs
工作在30kHz左右的电子镇流器，单个脉宽为16.7μs，开启时间占11％是比较长的。而开启时间越长，开关损耗随着增大。如果加大注入阶跃电流ib为临界饱和电流Ib的N倍，可以使开启时间tk相应缩短，即
βoIb=βoNIb（1－）（5）
解式（6）得tk=Tceln（6）
图2是过激励对开启时间的影响，从曲线图中看出：N>2时，tk的减小不太明显了。反之，激励过大，又引起开关管的深度饱和，并消耗太多的激励功率。对于电子镇流器逆变电路，取N=2是合适的，即
ic≥（7）
式中：Icp为开关管工作时集电极电流峰值。
（a）激励电流（b）倍数N的影响
图2过激励对开启时间的影响
以管为例，取过激励倍数N=2，则tk=Tceln=0.8μs×ln2≈0.8μs×0.7=0.56μs，这一计算结果与图2所示曲线相似，它仅为原开启时间的3/10。
2开关管迅速截止的激励条件
开关管从导通到截止的物理过程与开启时基本相同。由于基区存储效应和集电结电容的影响，导通时的集电极电流维持在饱和值Ic=βoIb，当基极注入电流Ib突然下降为零，ic不可能突变为零，而是按指数规律下降：
ic=Ic（8）
若规定下降时间tx的定义域是：当ic降到βoIb的1/10时所需的时间，即
0.1βoIb=βoIb（9）
解式（9）得tx≈2.3Tce（10）
下降时间tx越长，开关损耗也越大。当电路工作在半桥逆变状态时，一只开关管尚未xx截止而另一只开关管已开始导通的瞬间，直流回路处于短路状态，所出现的ic峰值是惊人的，这种“共态导通”是引起开关管二次击穿的重要原因。当开关管选定之后，缩短下降时间tx的{zj0}方案是基极注入反向电流，将基区存储的大量的正电荷在极短时间内相互xx中和，实现迅速关断的目的。设基极反向激励电流加大为－N′Ib′时，电流ic降至－βoN′Ib（此式只限于解释，因为Vce>0，ic实际上不出现负值）。在反向激励电流作用下，ic从Ic下降至零的时间为tx，则
0=βoIb（1＋N′）（11）
解式（11）得tx=Tceln（12）
依照式（12）得图3的反向激励倍数N′与截止时间的关系。如图3所示，当N′>3后，效果不太显著。工程上一般取ib≥3Ib=。
（a）基极注入反向电流（b）截止时间tx（N）关系曲线
图3反向激励倍数与截止时间的关系
以为例，未加反向过激励电流时的tx=2.3Tce≈1.84μs，加反向过激励，取N′=3时
tx=Tceln=0.8μsln=0.224μs
显然，开关管基极加上3倍的Ib反向过激励，下降时间tx可以从1.84μs缩短到0.224μs。由此可知，由于双极型晶体管开关管的存储效应，基极驱动的理想激励电流波形如图4所示。
图4中：t1－t2为开关管导通瞬时基极注入电流ib，峰值为2Ib，有助于迅速导通，缩短过渡期，减少开关损耗。
图4基极驱动的理想激励电流波形
t2－t3为开关管维持导通时间，此时的Ib在满足其导通的条件下，尽量小些，避免深度饱和，有利于减小开关管的存储时间。
t3－t4为开关管截止瞬间，其反向电流峰值达3倍的Ib值，增加其基极反向电流，从而减小存储时间和下降时间。
3脉冲变压器工作状态分析
电子镇流器常用铁氧体磁芯构成的环形脉冲变压器作为驱动元件。由于激励电压脉冲是方波，其平顶部分含低频分量多，而脉冲前后沿高频分量多。这样对脉冲变压器的要求就严格了，既要求足够的互感，又要漏感小、分布电容小。因此，具有矩形磁滞回线及磁滞损耗小，饱和磁感应强度Bs高，外形为Φ10mm×6mm×5mm的R2K材料磁环{zj0}。其磁路是闭合的，漏磁最小。工艺上要尽量减小其寄生参数。
图5为脉冲变压器结构及等效电路。运用拉氏变换法可得到四端网络等效电路，图5中绕组1为初级，绕阻2为次级。Rs是讯号源的内阻，LP是漏电感，LM为磁化电感，C是分布电容，RL′是开关管基极回路的折合到初级的电阻值。
（a）结构示意（b）等效电路
图5脉冲变压器
当电子镇流器的灯管、镇流电感器和启动电容选定之后，其振荡频率主要取决于开关管的基极回路、脉冲变压器的材料、几何尺寸、初次级绕组匝数。工程上的振荡频率f可由式（13）导出。
f=（13）
式中：Vs为初级绕组的驱动电压；
N为初级绕组圈数；
βs为磁芯饱和磁通密度；
S为磁环有效截面积；
K为系数，矩形波取4.0。
本文所述磁环的有效截面积S为
S=h=×5≈10mm2=0.1cm2
设Vs为2.5V，βs=0.45T，N取4匝，代入式（13）得
f====34.72kHz
上述计算值仅供工程技术人员在设计中作参考。实际调试中，其工作频率还受开关管的ts值、基极输入回路阻抗及与开关管并联的补偿电容器数值的影响而稍有偏离。
图5为脉冲变压器结构及等效电路。运用拉氏变换法可得到四端网络等效电路，图5中绕组1为初级，绕阻2为次级。Rs是讯号源的内阻，LP是漏电感，LM为磁化电感，C是分布电容，RL′是开关管基极回路的折合到初级的电阻值。
（a）结构示意（b）等效电路
图5脉冲变压器
当电子镇流器的灯管、镇流电感器和启动电容选定之后，其振荡频率主要取决于开关管的基极回路、脉冲变压器的材料、几何尺寸、初次级绕组匝数。工程上的振荡频率f可由式（13）导出。
f=（13）
式中：Vs为初级绕组的驱动电压；
N为初级绕组圈数；
βs为磁芯饱和磁通密度；
S为磁环有效截面积；
K为系数，矩形波取4.0。
本文所述磁环的有效截面积S为
S=h=×5≈10mm2=0.1cm2
设Vs为2.5V，βs=0.45T，N取4匝，代入式（13）得
f====34.72kHz
上述计算值仅供工程技术人员在设计中作参考。实际调试中，其工作频率还受开关管的ts值、基极输入回路阻抗及与开关管并联的补偿电容器数值的影响而稍有偏离。
应该引起重视的是：半桥逆变电路输出电压波形是典型的方波，流经脉冲变压器绕组的电流的上升沿和下降沿会产生振铃现象，波形发生畸变，如图6所示。
图6电流的上升沿和下降沿产生的振铃现象
对于电子镇流器来说，下降沿的振铃电流幅度大危害也大。产生振铃电流的根本原因是矩形脉冲的上升沿和下降沿的过冲所造成的。由于脉冲前后沿包含着丰富的高频成份，频率越高，LM的感抗ωLM值越大，当等效阻抗足够大时，此处就会产生振荡。振荡的强度与基极回路的等效阻抗有关。阻尼系数可以由式（14）表示。
δ=（14）
根据式（14）可以绘制出图7所示的3种阻尼曲线。
图7不同δ时的阻尼特性
取临界阻尼δ=1
当δ>1时为过阻尼，波形上、下沿过渡缓慢，导致开关管进入放大区时间拉长，损耗增大，开关管发热。
当δ
一些技术人员反映：当电路损耗调到荧光灯管消耗功率的1/10以下时，散热板上摸不出温升感觉，一直工作正常。当更换灯管或电源电压稍有变化，开机瞬间就被击穿，百思不得其解。这一现象从δRL′也增大；同时，开关电路的工作频率也随之偏离，振铃电流骤然增大，严重时开机瞬间半桥逆变电路的开关管因共态导通迅速进入二次击穿区域。振铃轻微的工作频率攀升，数分钟后，功率猛增，开关管温升达100℃左右，最终也会被烧毁。
4输入电路的设计
4．1脉冲变压器的设计
在电子镇流器中，脉冲变压器犹如人体中的心脏，它是决定电路工作效率及可靠性的关键。
首先是材料的选择，为了实现理想的驱动基极电流波形，要求磁芯的起始磁导率μi和饱和磁通密度BS要高些，而剩磁Br和矫顽力HO越小，越有利于电流转换。居里温度TC和磁阻Rm选得高些，电路工作稳定性好，损耗也小，这已成为工程技术人员的共识。选择国产RM2KD铁氧体材料一般能满足要求。对于Φ10mm×6mm×5mm磁环，测得μi=2500，TC=220℃，BS=0.45T。
其次是脉冲变压器的初次级绕组的确定。一般先计算出初级绕组的电感量LM。
LM=tuRL′/Δ（15）
式中：tu为脉冲持续时间；
Δ工程上大多取0.8为脉冲顶部下降畸变系数。
按式（16）可以估算初级绕组圈数N。
N=（16）
式中：l为磁环平均磁路长度；
μ△为铁芯磁导率；
S为磁环截面积。
设计中，RL′随着初次级匝比、开关管基极串联的限流电阻Rb及开关管发射极电阻的变化而变化，此等效阻抗要作适当调整。
4．2基极输入电路的设计
脉冲变压器参数确定之后，开关管输入电路的设计是至关重要的。设计的依据是尽量符合理想激励电流波形。根据市场竞争的实际情况和工艺上的要求，结合脉冲变压器的固有特性，电路结构要简单，性能要稳定，一致性好，实用性较强。
方案之一：反向二极管阻尼电路，如图8所示。
图8反向二极管阻尼电路
图8中快速恢复二极管D与开关管的基极限流电阻Rb反向并联，基极与地之间还并联一只防振电容器C。对于脉冲上升沿和平顶段，因D的反接而不起作用，Rb的限流作用，使ib＋稍大于Ib，适当调整次级绕组圈数，开关管迅速导通而不进入过饱和状态。而当脉冲下降沿到来，D正向偏置而导通，脉冲变压器输出的负向过冲电流顺利注入开关管基极，按dib－/dt的速率将基区存储的正电荷迅速中和，瞬间进入关断状态。C的作用是进一步xx脉冲上升、下降沿所产生的振铃电流，使开关管安全工作。
方案之二：RC并联阻尼电路，如图9所示。
图9RC并联阻尼电路
图9中RC并联在开关管基极与地之间。阻尼电阻R的接入使防振电容C有一个放电回路，增强阻尼消振作用。同时R阻值一般与开关管的输入阻抗相仿，约33～100Ω之间，特别是在开关管关断时，R对脉冲变压器的阻尼作用是明显增强的。再一个优点在于R的接入使开关管耐压Vcer值进一步得以提高，特别是大功率电子镇流器，其可靠性提高是显著的。该电路结构简单，成本低，但很是实用。它与脉冲变压器相配合，调试得当，工作稳定可靠。设计在灯具中，即使不设灯管开路保护电路，也不会引起电子镇流器的损坏。
方案之三：在上述两种方案的基础上，开关管基极回路中串接一只20～50μH的电感器，对高频振铃电流呈现较大的阻抗，衰减也大。该方案{zd0}优点是调试简单，而效果达到事半功倍。
笔者就最近公告的发明专利《双重功率因数校正低波峰比电子镇流器》，设有双重功率因数校正和低波峰比电路，高效灯丝预热及异常状态保护电路，同时其输入回路采用了RC并联阻尼电路。因而功率因数达到0.99，总谐波失真THD≤12％，波峰比CF≤1.65，电磁兼容EMC技术指标符合IEC有关规定。它还设有无功耗（PTC）预热式启动，使电路效率进一步提高。灯管开关寿命平均达到10000次以上。
5设计误区
5.1设计误区之一
为了改善双极型晶体管开关特性，往往在基极驱动回路中串接一只1000～3300pF小电容，利用电容两端电压不能突变原理，瞬间提供一个大的驱动电流，既加速导通，也加速关断。但是，同时把脉冲变压器绕组中的上升或下降过冲所引起的振铃电流也注入开关管基极，这是很不利的。这种电路只适用于IC驱动，不能用于脉冲变压器的驱动。
5.2设计误区之二
国内常见镇流器电路中，开关管的基极与发射极之间反向并联一只二极管，虽然有利于导通，xx了部分振铃电流；但是，它把大部分反向电流也xx了，这不利于开关管的加速截止，不能得到理想的基极驱动电流波形。
比较理想的设计是在开关管的基极和集电极之间串联、并联多个正向与反向二极管，构成“抗饱和电路”，例如“贝克尔箝位电路”。虽然它xx了导通时的深饱和，达到了缩短存储时间的目的，同样也减小了反向激励电流。但是它需要3～4个快恢复二极管，电路结构复杂，所以在电子镇流器中至今极少被采用。
6结语
设计电子镇流器的难点在于双极型晶体管基极的电流存储效应、脉冲变压器上升沿和下降沿的过冲振铃电流；再是气体放电灯的负阻特性，使镇流器的负载回路不得不呈感性，从而使设计变得雪上加霜。通过对电子镇流器半桥逆变输入电路分析，提出的反向二极管阻尼电路和RC并联阻尼电路有一定的实用性，基本上解决上述难点。这一技术在发明专利中使用得以进一步验证。由于篇幅有限，本文未涉及到零电流开关补偿电容器、输出回路中的电感性负载和放电灯对基极回路的影响。
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