高效率高可靠性的推挽正激直流变换器

推挽正激变换器是低压大电流输入场合的理想拓扑之一，但其输出整流二极管上由于反向恢复产生很高的电压尖峰。这将导致整流二极管选取困难，并影响其使用寿命。研究了一种加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器，整流二极管上尖峰电压小，可靠性高。并给出了该变换器的工作原理和缓冲电容的参数设计，还通过lkW实验样机给出了加缓冲吸收电路前后的实验波形。样机取得了高效率和高可靠性。
　　关键词：缓冲吸收电路；电压尖峰；推挽正激；直流变换器

O 引言
　　在输入低压大电流场合，推挽正激变换器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的优点而得到广泛应用：
(1)输入滤波器的体积和重最小；
(2)箝位电容无损耗地抑制了功率管的电压尖峰；
(3)变压器磁芯利用率高。
　　在输出高电压时(本文为360V)，变压器副边线圈匝数较多，副边漏感不可忽略。在整流二极管反向恢复时间内，整流二极管上存在很高的电压尖峰，给整流二极管的选取带来困难，并降低了整流二极管的可靠性。虽然RC或者RCD缓冲电路可以一定程度上抑制二极管的电压尖峰，但是电阻上损耗较大。文献[3]提出了一种简单的无源无损缓冲吸收电路，可以较好地抑制整流二极管的电压尖峰。
　　本文将该无损缓冲吸收电路应用于蓄电池供电的推挽正激变换器中，显著降低了整流二极管的电压尖峰。制作的原理样机电路结构简单，功率器件工作可靠性高，并且实现了高的整机变换效率。

工作原理
　　图l为加无损缓冲吸收的PPF电路。Ds1、Ds2分别为开关管S1、S2寄生的反并二极管，变压器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分别为原、副边的匝数，匝比n=Ns/Np，原边两个绕组的励磁电感均为Lm，Lo(图1中未标出)为变压器原边绕组的漏感．Lo’为
折算到变压器副边绕组的漏感，D5、D6、D7、C1、C2构成无损缓冲吸收电路，且C1=C2=Cc。变压器副边两个绕组的连接点与输出滤波电容C3和C4的中点相连，输出电压为±V0/2。
　　

　　在分析电路原理前，假定：
(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4导通压降忽略不计；
(2)箝位电容C较大，在稳态工作时两端电压保持为Vin不变；C3=C4=C0足够大，将它看作电压恒定为V0/2的电压源；L1=L2=L足够大，将它看作电流为I0的电流源；
(3)开关周期为Ts，S1、S2每个周期开通时间均为Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。
　　根据输出电感的伏秒积分平衡，可得变换器输入输出关系：V0=4nDVin。
　　图2为加无损缓冲吸收的PPF电路工作原理波形图，一共分为14个工作模态。


　　(1)工作模态l[t0-t1] 如图3(a)所示，在t0以前，S1和S2都是关断的，输入电流沿回路Vin-Np-C-Np2环流，环流为Ia=2nDI0。原、副边绕组电压为零，整流二极管同时导通，iD1=iD2=I0/2。t0时刻，S1导通，Vin加在原边漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在绕组的漏感上，ip2迅速减小并反向增人。同时，流过iD1、iD4的电流增大，流过iD2、iD3的电流减小，此过程持续到iD2减小到0并且增大到{zd0}反向恢复电流时结束。模态l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。
　　　　　　　　　　

　　(2)工作模态2[t0-t2] 如图3(b)所示，t1时刻，D2、D3中反向恢复电流达到{zd0}值，D5、D6导通，D2、D3达到瞬时反向电压Vo，缓冲电容C1(C2)和副边漏感Lo’开始谐振。Vin、VC分别加在原边绕组Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2减小并反向增大。
　　　　　　　



　　　　两端电压从零开始谐振增大，在半个谐振周期后达到{zd0}值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此时模态2结束。模态2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二极管D2、D3两端反向电压从V0逐渐增大VD2=VD3=4nVin-V0。
　　(3)工作模态3[t2-t3] 如图3(c)所示，t2时刻，D2、D3两端电压回落到稳态关断值2nVin，D5、D6关断。变压器原边工作的状况同模态2。当Vin≤Vo/n时，VC1=VC2=2nVin-Vo，VD5=VD6=nVin-Vo/2，VD7=2V。-2nVin；当Vin≥V。/n时．VD5=VD6=Vo/2。C1和C2在此工作模态一开始就向负载释放存储的部分能量，电压下降至VC1=VC2=nVin，此时VD7=O。
　　(4)工作模态4[t3-t5] 如图3(d)所示，t3时刻，S1关断，此前ip1始终大于ip2，因此在S1关断瞬间S2的反并二极管DS2导通，此时，S1两端的电压被箝位到Vin+Vc=2Vin；绕组Np1中的漏感能量通过低阻抗回路Np1-c-Ds2释放到箝位电容C中，绕组Np2中的漏感能量通过回路Np2-Ds2一Cin释放到Cin中。同时，流过D1、D4中的电流减小，D7导通，C1、C2提供部分负载电流；直到t4时刻，D1、D4xx关断，C1和C2提供全部负载电流。在该模态中，ip1不断减小，ip2不断正向增大，当ip1=ip2时，Ds2自然关断，该工作模态结束。该模态中VD7=0，VD5=VD6=Vo/2。

　　(5)工作模态5[t5-t6] 如图3(e)所示，t5时刻，D2和S2都关断。在该模态中，环流Ia=ip1=ip2=2nDI。经过回路Vin-Np1-C-Np2给箝位电容C充电。副边整流二极管全部关断，C1和C2按照关系式(7)继续给负载放电，提供全部的负载电流；VD5=VD6=Vo/2，VD7=O。当C1、C2放电为零时，该模态结束。
　　

　　(6)工作模态6[t6-t7] 如图3(f)所示，t6时刻，C1和C2放电为零，副边整流二极管全部导通续流，iD1=iD2=Io/2。此时原边开关管都处于关断阶段，环流Ia基本保持不变。VD7=O，VC1=VC2=0，VD5=VD6=Vo/2。
　　(7)工作模态7[t7-t14]
t7时刻，S2导通，开始下半个周期的工作，工作模态和上半个周期相同，只是励磁电流的方向相反，完成变压器的去磁。
　　
2 缓冲吸收电路参数设计
　　缓冲电容的选取直接关系到整流二极管电压尖峰的抑制效果。由前面模态2分析可知，缓冲电容若选取过小，谐振周期过短，尖峰抑制效果不明显；若选取过大，虽然可以很好地抑制电压尖峰，但是缓冲电容充放电时间过长，将影响PPF电路正常工作模态，甚至占据整个二极管的续流过程，引起原边开关管电流尖峰过大。实际在选取缓冲电容Cc时使谐振周期满足式(8)条件：
　　　　　　　　


3 实验结果
　　为了验证无损缓冲电路的尖峰吸收过程，研制了一台1 000W的实验样机。实验参数确定为：Vin=18V～32V，Vo=360V，n=9.5，C=33.3μF，L1=L2=320μH，C1=C2=4.7nF，C3=C4=470μF，Ts=20μs。S1和S2为FQAl40N10；D1、D2、D3、D4采用CSD10120，D5、D6、D7采用DSE112-06。
　　图4(a)和图4(b)给出了在额定输入27V、输出l 000W时，不加缓冲电路和加缓冲电路时整流二极管vD1的电压波形。从实验波形中可以看出，加缓冲电路后，vD1的电压尖峰减小了300V左右，表明缓冲电路对整流二极管的电压尖峰具有很好的抑制作用。图4(b)中，S1关断后，在4个整流管都续流前，vD1波形有一小段突起，对应的是缓冲电容C1和C2给负载放电的过程。
　　　　　　　　　　


　　图5给出了缓冲电路各器件的电压波形，波形从上往下依次是vgsl、vC1、vD7、vD5。当任何一个开关管开通时，缓冲电容充电，抑制了关断整流管的电压尖峰；当任何一个开关管关断时，缓冲电容给负载释放能量，然后4个整流二极管均导通续流。整流二极管和缓冲二极管上振荡周期均为和缓冲电容无关。其中，CD为整流二极管导通时的等效结电容。
　　图6为该变换器在24V、27V、30V输入时对应不同输出功率的的效率分布曲线图。其中输入电压为24V，输出功率600W时{zg}效率可达93.1％，27V满载1 000W时效率为92.8％。


4 结语
　　本文研究了一种高效率高可靠性的推挽正激直流变换器。针对整流二极管上的电压尖峰高，应用了一种无源无损的缓冲吸收电路，可以很好地抑制整流二极管上的电压尖峰。详细地分析了该推挽正激直流变换器的工作原理，给出了缓冲电路的参数设汁，并通过研制的1kW实验样机，验证了该缓冲吸收电路良好的尖峰抑制效果，从而提高了整流二极管工作时的可靠性。同时，实验样机也取得了高效率。