第九章 开关稳压电源电路 9.1 STR － F6656 简介 创维 5D66 机芯开关稳压电源电路采用了日本三垦公司生产的开关稳压电源专用集成电路 STR － F6656 ，它内部集成了一个反馈型的控制器和高耐压的大功率金属氧化物场效应管（ MOSFET ）。 STR － F6656 的应用可以使电源电路的元件数量大大减少，简化了电路的设计，容易实现电源的小型化和标准化。 STR － F6656 具有起动电流小（ 100uAmax ）、 MOSFET 开关速度由外接元件可调整、电源在轻负载时能稳定工作（内置低通有源滤波器）、雪崩击穿保护的特点，另外，它内部集成了 MOSFET 软驱动电路和定电压驱动电路。 STR － F6656 可以有两种工作方式，即准共振方式和用于待机等轻负载工作的 PRC 方式（关断时间一定、调节导xx冲宽度的控制方式，内部集成了 20KHz 的低频振荡器）。 STR － F6656 还具有丰富的保护功能，即过压保护（ OVP ，锁定方式）、过热保护（ TSD ，锁定方式）和逐一脉冲监测的过流保护（ OCP ）。 STR － F6656 内部原理框图如下： 1 、 VIN 端子（第 4 引脚），起动电路 起动电路包括 VIN 输入端子内部和外围电路，起动电路检测 VIN 端子的电压，控制集成电路的动作的开始和停止。 当加上交流电源之后，交流电源通过起动电阻 R603 对电容 C611 充电，在 C611 充满电压且起动端子的电压达到起动电压时， STR － F6656 内部振荡 电路开始工作。 考虑到锁定电路的保持电流（ 400uAmax ）在低温时有若干增加的倾向，电阻 R603 的取值有一定的要求，即在交流电源输入电压{zd1}时能向集成电路 STR － F6656 提供 500uA 以上的电流。如果 R603 的取值太大，那么将会减小 C611 的充电电流，这样从加上交流电源到 STR － F6656 动作开始的时间变长， R603 的取值还要与 C611 的容量一起考虑。 在控制器工作之后， STR － F6656 的工作电流增大， VIN 端子的电压将会随 C611 的放电而下降。增加 C611 的容量可减缓 VIN 端子电压的下降率，因此即使辅助绕组的电压上升稍迟， VIN 端子电压也不会降到动作停止电压以下，确保电源能够起动起来。 但是，当 C611 的容量太大时，从交流电源给 C611 充电至 STR － F6656 动作开始电压之间的时间变得很长。 对于一般电源场合， C611 的取值在 22 ～ 100uF ， R603 的取值在 47 ～ 68K （在宽电源输入或交流 100V 输入时）或 82K ～ 150K （在交流 220V 输入时），可以使电源起动起来。 VIN 端子电压与电流关系曲线如下： VIN 端子到达 16V 典型电压后，起动回路开始工作，控制电路也开始工作，电路消耗的电流增大。 VIN 端子降低到 10V 典型电压后，低电压动作禁止电路（ UVLO ）动作，电源回到起动之前状态。 在控制电路开始工作之后，辅助绕组的感应电压经整流，为集成电路提供工作电源。 VIN 的端子电压波形图示如下： 辅助绕组在正常动作状态下的电压，通常要设定电容器 C611 两端电压在控制器动作停止电压 [VIN （ OFF ） 11V （ MAX ） ] 和 OVP 动作电压 [VIN （ OVP ） 20.5 （ MIN ） ] 之间。 VIN 端子电压设定的推荐目标值为 18V 。 在实际的电源电路中， VIN 端子电压有时会随副边（次级）输出负载的变化而发生变化。这是由于 STR － F6656 控制器的消耗电流较小， MOSFET 在关断时产生的浪涌电压给 C611 充电而引起的（关断时的浪涌电压会随负载的增大而增大）。实践中，在整流二极管（ D604 ）之前串联一个数欧到数十欧的电阻对解决此类问题很有效。因为 VIN 端子电压与副边负载的变化率和开关变压器的结构有关，电阻值可以根据实际使用的变压器进行调整。当变压器原 / 副边的耦合，特别是辅助绕组与定电压控制绕组之间的耦合不佳时， VIN 与输出电压的变化率将受影响，因此在设计开关变压器结构时要注意辅助绕组在变压器中的位置。 2 、 OCP/FB 端子（第 1 引脚）、振荡器、定电压控制电路 振荡器利用 STR － F6656 内部电容 C1 的充放电，产生决定 MOSFET 关断（ OFF ）时间的脉冲。定电压控制是以固定 MOSFET 的关断（ OFF ）时间（约 50 微秒），调节导通（ ON ）时间的 PRC 工作方式进行的。 未进行定电压控制时的动作波形图示如下： 由锯齿波电压的斜率决定的时间是 MOSFET 的导通（ ON ）时间；由 C1 和 R1 决定的固定的放电时间是 MOSFET 的关断（ OFF ）时间，这个固定时间由内部电路对 R1 的 Trimming 调整在约 50 微秒（ Trimming 方法是在集成电路制造过程中进行在线函数切削实现）。 定电压控制时的动作波形图示如下： 一般来说，在电流控制方式下的轻载时， V R613 的电压较大（由于光耦的反馈量较大）， MOSFET 导通时的浪涌电流产生的噪声容易使 Comp.1 误动作。为了防止这种误动作，在 MOSFET 关断期间，使用一个有源低通滤波器降低 OCP/FB 端子与 GND 之间的阻抗，这是一个 1.35mA 的定电流电路，在 MOSFET 导通之前，流进 OCP/FB 的定电流将使反馈电流产生的偏置降低到原来的一半左右。 这样， MOSFET 导通时的浪涌噪声由 C612 吸收，使电源能够在轻载状态下稳定工作。 在 STR － S6709 的振荡器中，采用光耦反馈电流改变振荡器中电容器的充电电流，控制到达门坎电压 Vth （ 1 ）≈ 0.7[V] 的充电时间，实现振荡控制的。在 STR － F6656 的振荡器中，采用直流偏置控制导通时间，实现振荡控制的。 STR － F6656 采用的直流偏置控制示意图如下： 过流保护电路包括第 1 引脚内部元件和外围元件，此电路检测每一个振荡周期的 MOSFET 漏极电流峰值，当出现过电流时，就立即使振荡器翻转，限制 MOSFET 漏极电流。 MOSFET 漏极电流的检测是通过 MOSFET 源极与 GND 之间的 OCP 电阻 R614 实现的。 R614 的压降加在 OCP/FB 端子上，当 OCP/FB 端子电压达到 OCP 门坎电压 0.73V 时， OCP 电路动作。 R613 、 C612 组成一个滤波器，用来防止 MOSFET 导通时带来的噪声而引起误动作。 OCP 电路动作时，电源电路会形成电源输出过载特性，当副边出现过负荷状态时，输出电压会随 OCP 电路动作而下降，原边的辅助绕组电压也按比例下降，当 VIN 端子电压降到动作停止电压以下时，动作停止。由于 STR － F6656 内部电路的消耗电流此时也同时减小， VIN 端子电压由电源电压通过起动电阻 R603 再次充电，当 VIN 端子的电压到达动作开始电压时，电源再次起动，于是进入间歇振荡状态。 需要说明的是，当输出组数较多、开关变压器的耦合不好时，有可能在过载条件下原边辅助绕组电压不能按比例与输出电压一起下降，电源有可能不能进入间歇振荡状态。 由于 STR － F6656 的 OCP 是通过检测 MOSFET 漏极电流实现的，当输入交流电压增大时， OCP 动作点输出功率也会随之增大。解决此问题的方法是增加一个 OCP 校正电路，此电路由两个分压电阻和一个稳压管组成，它首先对 300V 直流电压进行分压，然后将分压的电压由稳压二极管连接到 OCP/FB 端子，即在 OCP/FB 端子加上与输入电压成比例的偏置。增加此电路的好处有： a 、高输入电压时 MOSFET 的漏极电流被抑制，变压器发生的浪涌电压减小，减轻了在起动或过载时加在 MOSFET 上的电压应力； b 、由于输出功率被限制，减轻过载时副边整流二极管的负担。分压电阻的取值计算如下： MOSFET 的驱动电路图示如下： 5 、锁定电路 锁定电路在过电压保护（ OVP ）电路、过热保护（ TSD ）电路动作时，使振荡器输出保持低电平，停止电源电路动作。 在 VIN 端子电压为 8.5V 时，锁定电路的保持电流为 400uAmax （ Ta ＝ 25 ℃ ），考虑到在低温时此电流有若干增加的倾向，要求通过起动电阻的电压能够向 VIN 端子提供 500uA 以上的电流。 为了防止锁定电路由于干扰而误动作，在 STR － F6656 内部集成了定时器，只有当 OVP 、 TSD 电路动作持续约 8 微秒以上时，锁定电路才开始动作。 即使锁定电路动作， STR － F6656 控制器内的电路（ REG 电路等）也处于工作状态，电路的消耗电流会使 VIN 电压下降。 当 VIN 下降到典型停止电压 10V 以下时，由于 STR － F6656 的消耗电流将降低到 400uA （ Ta ＝ 25 ℃ ）以下， VIN 又开始上升，当 VIN 到达动作开始典型电压 16V 时，消耗电流再次增加， VIN 又被拉下。因此锁定时 VIN 端子电压将在 10V 到 16V 之间变化，防止了该端子电压的异常升高。 锁定电路动作时的 VIN 端子波形 图示如下： 6 、过热保护电路（ TSD ） 当集成电路内部基板的温度超过 140 ℃（ MIN ）时，锁定电路开始动作。实际的温度检测是通过控制器中的温度检测元件进行的。由于 MOSFET 和控制器的温度检测元件安装在同一铜基板上，所以 TSD 也对 MOSFET 有保护作用。 7 、过压保护电路（ OVP ） 当 VIN 端子电压超过典型电压 22.5V 时，锁定电路开始动作，防止 VIN 端子的过电压。 通常， VIN 端子电压是由辅助绕组提供的，而辅助绕组的电压与输出电压成比例。当定电压控制电路发生开路等异常或副边输出出现过电压时， OVP 的动作可以保护输出端不出现过电压。过电压保护动作时，副边的输出电压可计算如下： 当施加在 STR － F6656 的 OCP/FB 端子上的信号电压在 Vth （ 1 ）≈ 0.73V 以上到门坎电压 Vth （ 2 ）之间时，内部 Comp.1 动作，电源在 Toff ≈ 50usec 的 PRC 方式下工作。 当 OCP/FB 端子电压达到门坎电压 Vth （ 2 ）≈ 1.45V 以上（ MAX ： 6V ）时，内部 Comp.2 动作，振荡器的 OFF 时间切换到约 1.5usec （ MIN ）；此电压保持在门坎电压 Vth （ 1 ）以上期间， MOSFET 处于关断状态。 准共振动作的关键是如何控制 MOSFET 的导通时刻。在变压器向副边放完能量之后，共振电容与变压器原边电感发生共振，在共振电容电压的{zd1}点，即共振开始后的共振周期的 1/2 处，使 MOSFET 导通，于是可以使导通时的功率损耗最小。 在 MOSFET 的漏极与 GND 之间连接共振电容 C614 ，在辅助绕组与 OCP/FB 端子之间连接 D604 、 R617 、 D605 、 C612 、 R613 、 D622//FB602 等延迟电路，利用辅助绕组生成的准共振信号控制 STR － F6656 内部的 Comp.1 和 Comp.2 动作，就可能实现准共振。 由于延迟电路的作用，即使变压器的能量放完，加在 OCP/FB 端子的准共振信号也不会立即下降。这是因为 C612 上的电荷在通过 STR － F6656 内部的有源低通滤波器和 R613 放电后，才会降到门坎电压 Vth （ 1 ）以下。 延迟时间的设定可以通过观察波形调节 C612 来进行，条件是在 C614 上的电压{zd1}时使 MOSFET 导通。 延迟时间是由 C612 决定的。如果延迟时间正好与导通时间一致，或在那些即使 MOSFET 导通时的损耗稍大也无关紧要的应用电路中， D605 可以省略。 OCP/FB 端子与 GND 端子间的电压为 6V （ MAX ），请在设定准共振信号时注意。 变压器原边电感 Lp 计算 变压器的设计基本上与 RCC 电源的设计方法相同。但是由于准共振工作，导通时间的延迟改变了导通占空比（ Duty ），因此有必要进行占空比（ Duty ）的校正。 以原边绕组 Np 和副边绕组 Ns 的比来计算导通占空比（ Duty ），那么变压器的电感 Lp 可以计算如下： 延迟电路 准共振工作时，电源的振荡频率随负载和 AC 输入电压的变化而变化。输入电压{zg}、负载最小时，振荡频率达到{zg}。当此振荡频率超过 STR － F6656 内部振荡器能力时，电源将偏离准共振的条件。内部振荡器决定的最小 OFF 时间约为 1.5usec ，在设计开关变压器时，要注意设定振荡器频率确保 OFF 的时间在 1.5usec 以上。同时，为了保证振荡器能快速复位，要确保共振信号的有效期间在 1.0usec 以上。 准共振信号的有效期间是指准共振信号超过 OCP/FB 端子门坎电压 Vth （ 2 ）（≈ 1.45V ）以上的期间。 在 STR － F6656 中，控制信号和准共振信号加在同一端子上，由 C612 放电时间常数决定的延迟时间可能受 OCP/FB 端子的偏置的影响有若干变化。高输入电压、轻负载时，延迟时间增加，有可能改变 MOSFET 的导通时间，使准共振偏离{zj0}工作状态。因此，要在输入电压{zg}、负载最轻时，以输入功率最小为目标进行延迟时间的设定。 各参数的计算方法 准共振信号电流值（ Is ）是由 R613 和 OCP/FB 端子的内部阻抗（ 1.35mA 的定电流回路）的合成值决定的。由准共振信号的峰值（推荐值 3.4V ）可以计算出 R617 。计算如下： Is ＝ 3.4 ÷ R613 ＋ 1.35mA ； R617 ＝（ V D － 3.4 － 2V F ）÷ Is ； R614 ＝ V OCP /I D (MAX) ＝ 0.73 （ TYP ） /I D （ MAX ） 其中， V F : D604 ， D605 顺方向电压压降≈ 0.7V ； I D （ MAX ） : 定常时 MOSFET 漏极电流的{zd0}值（ PO ＝ MAX ， VIN （ AC ）＝ MIN 时）； V OCP : MOSFET 在 OFF 时第 1 引脚与第 5 引脚间的电压。 共振的振荡频率可用公式计算如下： {zj0}的共振条件是使 MOSFET 在共振开始后的 1/2 周期导通。此时间可以计算如下： 对于其切换方法可以有两种，一种是在 D605 前边增加一个光耦电路，当光耦导通时，电路工作在准共振方式，当光耦关断时，电路工作在 PRC 方式，从而减小开关损耗；另一种就是在 R617 前边增加 PNP 三极管组成的有源滤波器，当副边输出电压下降时，电源切换为 PRC 工作方式，在轻负载时，输出电压下降，辅助绕组的电压也下降， PNP 三极管截止，从而切断准共振信号， STR － F6656 内部振荡器切换为 PRC 工作方式，开关稳压电源工作在 20KHz 的振荡频率。本机则专门设计了一个准共振辅助绕组。 9 、电路设计的注意要点 外接元件 根据使用条件正确选择各元件的电压、电流额定值以及允许的损耗。 考虑适当的余量，选用输入、输出端的滤波电容器以满足纹波电流、耐压的要求。在设计开关变压器时，要考虑变压器的铜损、铁损引起的发热。 特别要注意的是， OCP 电阻 R614 的电流是高频开关电流，如果使用分布电感大的电阻会引起电源的误动作，请选用电感小、耐冲击的电阻。 因为开关电流含有大量高频成分，所以在设计变压器时要考虑集肤效应的影响，在选择变压器线径时尽量选用粗线径的，必要时使用多股以增加导线的表面面积。 共振电容及电解电容，请使用开关电源专用的，纹波耐量大、低阻抗的元件。 关于开关速度的调整 STR － F6656 的源极端子是独立的，在源极插入磁环可以调节开关速度，降低开关噪声。 但由于插入磁环后会降低导通速度和关断速度，因此会增加开关损耗，为了解决此问题，可以在 2 脚和 5 脚之间增加高速的、结合容量小的开关二极管或肖特基二极管。 关于{zd0}开关电流 在 STR － F6656 中， MOSFET 源极连接的 OCP 电阻（ R614 ）和调节开关速度用的磁珠（ FB602 ）在 MOSFET 源极与 GND 之间产生电压降。这一压降减小了 MOSFET 的驱动电压，因此减小了驱动电路所能驱动的 MOSFET {zd0}开关电流。所以有必要根据产品规格的{zd0}开关电流和电压降所对应的余量，判断工作时的开关电流是否在允许范围之内。 关于相位校正 由于 STR － F6656 采用了电流控制方式，对一般的负载而言毋需使用特别的相位补偿电路，只需调整副边误差增幅器的增益即可使电源稳定工作。 三垦公司的 SE 系列误差增幅器具有优良的动态和增益特性，使用它有时可以xx省略补偿电路。 在特殊的负载或副边滤波电容的纹波电压非常大而副边的补偿电路的效果不明显时，在原边光耦三极管的两端并联一个 0.01 ～ 0.1uF 的电容对稳定电路工作很有效，但此时要在光耦三极管的输出回路中串联一个二极管以阻止反向电流。 关于轻负荷动作 轻载时 STR － F6656 的导通时间可以压缩到接近于零。 MOSFET 在非xx导通的状态下的动作状态（ MOSFET 的漏极与源极电压举着的状态）称为 A 级动作。此时，因为导通时间很短， MOSFET 栅极电压在上升的途中被关断了。与漏极电流相比栅极电压较小， MOSFET 并未xx导通。这样，通过漏极与源极之间电压的控制来改变加在开关变压器上的电压，达到控制输出电压的目的。 STR － F6656 的这种轻载时的控制方式，是正常工作状态，在使用上没有问题。在相同振荡频率下， A 级动作时， MOSFET 的开关损耗低于xx开关动作的开关损耗。 间歇振荡待机方式的应用 使用间歇振荡待机方式可以大幅度降低待机功率损耗。待机时动作波形图示如下： 待机时，高压的输出与待机的输出短接，降低了各绕组的输出电压。此时辅助绕组的电压也将降低， STR － F6656 的 VIN 降到动作停止电压以下，停止电源动作。 STR － F6656 动作停止后，控制器内的消耗电流将降到 100uA 以下，起动电路使 VIN 再次上升，在到达动作开始电压时，振荡重新开始，如此循环往复，电源以间歇振荡方式工作。 开关电源的休止时间由起动电阻 R603 和滤波电容 C611 的充电时间常数决定，动作期间由 STR － F6656 动作时的电路消耗电流和 C611 的放电时间常数决定。 设定较长的间歇振荡休止期间和低振荡频率可以降低待机时的功率损耗。待机时，输出电压降低，待机负载以外的输出负载被切断，这更加减小了待机功耗。 由于待机时休止期长，输出电容 C619 上的电压会渐渐下降，这需要使用大容量的电容以确保输出电压。 高压输出与低压输出短路产生的短路电流会被绕组所限制，因此不需要电流保护。 输出电压的设定 待机时，输出电压的{zd0}值由副边的 ZD602 决定。但输出电压的纹波与振荡频率、滤波电容以及待机时的负载功率有关，确定 ZD602 的稳压时，要考虑纹波电压的最小值。 实际使用时，在 ZD602 上串联一个 R621 ，用以降低误差放大器的增益。这样即使在输出电压较低时，反馈电流也能持续；在振荡开始时，能够抑制过大的漏极电流。 软起动 在振荡的停止期间， C611 通过 IC603 光耦内部的三极管放电，但是在振荡重新开始时，由于产生光耦电源的绕组与原边主绕组是 ON/ON 结合。因此在最初的 ON 时刻 C611 可以快速充电，光耦内部的三极管的集电极电压可以快速上升，而此时副边的电压是不变的，光耦内部的二极管的电流是一定的。 光耦内部三极管集电极电压的快速变化提高了光耦的电流的放大倍数，使反馈电流快速增加，抑制了振荡重新开始时漏极的电流。 间歇振荡的频率是由起动电阻 R603 和 C611 决定的，而这一频率决定了供给副边的能量。当负载较大时，提高间隙振荡的频率可以抑制漏极电流的峰值，抑制开关变压器的振动所发出的声音。 提高间歇振荡的频率的结果增加了电源的消耗功率，而消耗功率的减小和变压器振动噪声的抑制是一对矛盾，因此有必要根据电源允许待机消耗功率调整间歇振荡频率。 在交流输入电源电压变化范围很大的电源中，使用此待机方式时的间歇振荡频率的变化会非常大，将起动电阻 R603 部分改为定电流电路，将有利于抑制在低输入电压时开关变压器的振动噪声。 9.3 STR － F6656 的引脚功能及其在路参数 引脚 9.4 STR － F6656 的 电气性能 项 目 9.5 创维 5D66 机芯开关稳压电源电路原理 5D66 机芯的开关稳压电源电路采用了三垦公司生产的内置反馈型控制器和高耐压金属氧化物场效应管的开关稳压电源专用集成电路 STR － F6656 ，其电路原理图如下： 如图 9 － 10 所示，是创维 5D66 机芯开关稳压电源电路原理图。其中， F601 是保险丝； SW601 是电源开关； TH601 是正温度系数的热敏电阻； L603 是消磁线圈； RAL601 、 D617 、 Q606 、 C634 、 D609 、 R633 、 C633 、 ZD603 、 R604 组成消磁控制电路， RAL601 是继电器， D617 是箝位二极管（用于限制 Q606 截止瞬间产生的反峰电压）， Q606 用于控制继电器的吸合与断开， C634 、 C635 是分压电容（用于给 Q606 提供基极供电）， D609 是续流 / 保护二极管， R633 是隔离缓冲 / 降压电阻， ZD603 用于确定消磁控制电路的时间常数，利用其稳压特性使 Q605 不会反复导通， R604 是限流电阻； C601 、 L601 、 C602 、 L602 、 C603 组成低通滤波网络，用于滤除交流市电中的高次谐波和防止开关稳压电源的高次谐波污染交流市电； R601 用于防止开机瞬间或电源电压突然变化带来的浪涌冲击； R602 是限流电阻； BR601 是整流桥堆； C604 ～ C607 是缓冲电容，用于保护整流桥堆； C609 是 300V 滤波电容； D601 是整流二极管，有隔离作用； R603 是降压或起动电阻； ZD601 是过压保护稳压二极管； IC601 是开关稳压电源专用集成电路，内部集成了振荡器、控制器和大功率开关管等； C648 是缓冲电容，用于滤除高频电压； D603 是整流二极管； D604 、 R617 、 D605 、 C612 、 R613 、 D622 、 FB602 组成延迟电路，用于开关稳压电源电路实现准共振， R613 、 C612 组成的滤波器还用于防止 MOSFET 的导通噪声而引起误动作，可以设定其较长的延迟时间，确保噪声衰减效果好； C614 是共振电容； D602 用于降低 MOSFET 功率管的开关损耗； R614 是 OCP 取样电阻； D608 是隔离二极管； C613 是滤波电容； R612 是分流电阻； D618 是隔离二极管； C615 用于稳定电路工作； R607 、 D607 、 C608 、 C610 用于吸收 MOSFET 功率管截止时产生的高反峰电压； C611 是充电 / 滤波电容； D606 是箝位二极管； Q601 、 R608 、 R609 、 ZD605 组成简单的串联稳压电路（有源滤波器）； C642 是缓冲电容； D621 、 C624 是整流滤波元件； R615 、 C616 是热地与冷地的隔离缓冲元件； T601 是脉冲开关变压器； IC603 是光电耦合器（简称光耦）； R619 是偏流电阻； C646 是滤波电容； D615 、 R623 是待机时光耦的供电元件， D615 有隔离作用； R624 是正常开机时光耦的供电元件； IC602 是误差放大器； R618 是限流电阻； C617 、 C620 、 C621 、 C622 、 C635 、 C636 是缓冲电容； R616 、 R635 、 R636 是限流电阻； D610 、 D611 、 D613 、 D614 、 D619 是整流二极管； C618 、 C619 、 C623 、 C625 、 C637 、 C638 、 C643 、 C644 、 C649 是滤波电容； L604 、 L605 、 L608 、 L609 是滤波电感； D612 是隔离二极管； C626 、 C639 是滤波电容； Q602 、 Q603 、 Q604 及其外围元件组成待机控制电路， R620 是 Q602 的发射极供电电阻， R622 是 Q602 基极的限流 / 隔离电阻， D616 是隔离二极管， R621 用于降低误差放大器的增益， ZD602 用于确定待机时输出电压的{zd0}值， R627 、 R626 分别是 Q604 基极的上偏置电阻和下偏置电阻，用于分压。 开关稳压电源的工作过程 当按下电源开关后，交流电经过电源插头、保险丝 F601 、电源开关 SW601 ，送到 C601 、 L601 、 C602 、 L602 、 C603 组成的低通滤波器，将交流电中的高次谐波滤除，然后经过 R602 限流，分两路送到后级。一路经过 BR601 整流、 C609 滤波，得到约 300V 左右的直流电压， 300V 电压经过脉冲开关变压器 1 － 9 初级绕组，送到 IC601 的 3 脚内部的 MOSFET 场效应管的漏极；另一路交流电经过 D601 整流、 R603 降压、 C611 滤波，送到 IC601 的 4 脚 VIN 端子，当 VIN 端子电压达到 16V 典型值时， IC601 内部的起动电路开始工作， STR － F6656 内部的振荡器开始振荡，振荡产生的信号经过驱动电路的驱动，送到 MOSFET 场效应管的控制栅极， MOSFET 场效应管开始导通，脉冲开关变压器的 1 － 9 初级绕组通过电流， 1 － 9 初级绕组感应到 1 正 9 负的电动势，各次级绕组也感应到相应的电动势，整个开关稳压电源电路开始工作。在 MOSFET 导通时， IC601 内部的电容 C1 迅速充电到约 6.5V ；另外， MOSFET 漏极电流流过 R614 时，在它上面得到的锯齿波电压经过 R613 ，送到 IC601 的 1 脚 OCP/FB 端子，由于此锯齿波电压会逐渐升高，因此 IC601 内部比较器的输入端电压也会逐渐升高，当输入到 1 脚的电压达到比较器 1 的门坎电压 0.73V 时，比较器 1 翻转，比较器 1 输出一个信号，经过或门，送到振荡器使之没有输出，这样预驱动电路就没有信号输入， MOSFET 也就没有信号输入， MOSFET 被关断； MOSFET 被关断之后， C1 的充电电压被解除， C1 上的充电电压经过 R1 对地放电，其放电时间由 R1 和 C1 确定的时间常数决定，当 C1 两端的电压下降到约 3.7V 以下时，振荡器再次翻转， MOSFET 再次导通， C1 被快速地充电到 6.5V ，同样，送到 IC601 的 1 脚 OCP/FB 端子的锯齿波电压也会很快到达比较器 1 的门坎电压，经过电路的一系列控制， MOSFET 被关断，于是又重复前述过程，如此循环往复，振荡得以持续下去，开关稳压电源电路也就能够持续不断地工作。 由于 IC601 内部电路工作之后需要消耗相当大的能量，如果不提供辅助能量供给，那么 C611 上存储的能量可能就不够用，就会出现欠压。为了避免出现欠压问题，本机特别设计了 5 － 6 和 4 － 6 辅助供电绕组，用于给 IC601 的 4 脚提供持续供电，它们能保证 IC601 的 4 脚 VIN 端子的电压在降到 IC601 动作停止电压之前得以上升到设定值，从而保证控制电路的工作可以继续下去，即保证开关稳压电源电路持续不断地工作。 需要说明的就是，在 MOSFET 关断时，脉冲开关变压器主板部分的次级绕组的电动势反转，其感应电动势经过整流滤波得到直流电压，送到后级电路，用于整机电路工作。 当输入的交流电升高或负载变轻时，脉冲开关变压器 16 脚的感应电动势，经过 D613 、 C623 整流滤波得到的电压会升高，此电压经过 R618 ，送到 IC602 误差放大器与基准电压进行误差比较和放大，输出的电压使得 IC603 内部的发光二极管上端的电压比正常时低；同时，脉冲开关变压器 17 脚的感应电动势，经过 D614 、 C625 整流滤波得到的电压也会升高，此电压经过 R624 ，送到发光二极管的上端，此电压比正常时要高。可见 IC603 内部的发光二极管两端的电压差比正常时要大，发光二极管的导通程度加深、发光强度加强，于是 IC603 内部的光敏三极管的导通程度加强、通过的电流加大，此加大的电流经过 D618 、 D608 ，送到 IC601 的 1 脚使其电压达到比较器 1 的门坎电压会比正常时要快， MOSFET 的关断比正常时快，脉冲开关变压器初级绕组和次级绕组感应的电动势比正常时低，次级绕组感应的电动势经过整流滤波得到的直流电压也低。由于误差放大器 IC601 的存在，它会控制整个回路协调地工作，使得各次级绕组输出的电压回复到正常值，从而实现了稳压。 当输入的交流市电降低或负载变重时，其控制过程与上述过程相反，{zh1}也会使各次级绕组输出的电压回复到正常值，从而实现稳压。 当输入的交流市电高得太多，使得 IC601 的 4 脚 VIN 端子的电压达到 OVP 动作电压（典型值是 22.5V ）并持续 8us 以上时，过压保护电路起动，锁定电路锁定，振荡器迅速停止振荡， MOSFET 被关断，开关稳压电源电路停止工作，从而实现过压保护。 当基板温度超过 140 ℃并持续 8us 以上时，过热保护电路起动，锁定电路锁定，振荡器迅速停止振荡， MOSFET 被关断，开关稳压电源电路停止工作，从而实现过热保护。 当由于某些原因出现严重过流时， IC601 的 1 脚会有相应的峰值电压使得内部振荡器停止振荡， MOSFET 管被关断，开关稳压电源电路停止工作，从而实现过流保护。 待机电路的工作原理 当 CPU 待机控制脚输出高电平时， Q604 的基极为高电平， Q604 的集电极为低电平， Q603 的基极为低电平， Q603 处于截止状态， Q602 也处于截止状态，因此待机电路不影响 IC603 内部发光二极管两端的电压， IC603 内部光敏三极管通过正常的工作电流， IC601 为核心的开关稳压电源电路处于正常的工作状态，从而实现正常开机。 当 CPU 待机控制脚输出低电平时， Q604 的基极为低电平， Q604 的集电极为高电平， Q603 的基极为高电平， Q603 的集电极为低电平， IC603 内部发光二极管负极的电压被 D616 箝位在 1V 左右（ D616 两端的压降约 0.7V ， Q603 饱和导通时 C － E 结压降约 0.3V ）；同时，由于 Q602 （ PNP 三极管）的基极为低电平，因此 Q602 饱和导通， D614 整流 C625 滤波得到的电压经过 R620 、 Q602 的 E － C 结、 R623 、 D615 ，送给 IC603 内部发光二极管正极的电压比其负极的电压高很多，发光二极管的导通程度较深、通过的电流较大、发光强度较大， IC603 内部的光敏三极管的导通程度较深、通过的电流较大，此较大的电流迅速使 IC601 的 1 脚的电压达到比较器 2 的门限值，比较器 2 输出一个控制信号使振荡器迅速停止振荡， MOSFET 迅速被关断，整个开关稳压电源停止工作，此时各次级绕组感应的电动势经过整流滤波可以提供给轻负载以持续供电；在电源停止工作一小段时间之后， IC601 的 4 脚的电压上升到动作电压，起动电路起动、振荡器再次振荡， MOSFET 再次导通，初级绕组和次级绕组感应到电动势，次级绕组感应的电动势经过整流滤波，得到各自的供电，但是由于这期间 CPU 等电路还有持续供电，待机电路还会保持原状态， IC603 内部发光二极管两端的电压差比正常开机时还会高很多，经过一系列控制， IC601 内部的振荡器迅速停止振荡， MOSFET 迅速被关断，整个开关稳压电源再次停止工作；在相隔一小段时间之后， IC601 的 4 脚的电压又上升到动作电压，于是又会重复上述过程，如此循环往复，开关稳压电源电路工作在间歇振荡状态，从而实现待机。 需要说明的是，在待机时， D611 整流、 C619 滤波，得到的直流电压比 5V 低很多，此电压不能使 CPU 正常工作；此时，由于 Q602 导通， Q602 集电极有 10 多伏电压，它经过 5V 稳压，送给 CPU 供电电压，因此能确保 CPU 正常工作。 消磁电路工作原理 在正常开机时，脉冲开关变压器 15 脚感应的电动势经 D611 整流 C619 滤波，得到 12V 电压， 12V 经过 R604 限流，分两路送到后级：一路经 RAL601 内部线圈送到 Q606 集电极，另一路经 ZD603 、 C633 、 R633 ，送到 Q606 基极， 12V 齐纳击穿 ZD603 ，给 C633 和 C634 充电， Q606 基极电压逐渐升高，当 Q606 基极电压上升到其导通电压时， Q606 导通， RAL601 内部线圈通过电流， RAL601 吸合，消磁电路构成回路，强势电流通过消磁线圈而产生强势磁场，使显像管的磁粉分布均匀，从而xx显像管上的剩磁；当 ZD603 两端的电压稳定后， C633 和 C634 不再充电， Q606 基极电压不再升高且会随 Q606 的工作而慢慢降低，当 Q606 基极电压降低到其截止电压时， Q606 截止， RAL601 内部线圈两端的电压相等而不能通过电流， RAL601 断开，消磁线圈中没有电流流过，从而不会影响显像管磁粉的分布。 需要说明的是，在 ZD603 两端电压稳定之后， Q606 的基极电压会随工作而慢慢降低到其截止电压，此电压的变化会被反映到 C633 正极，但 C633 正极电压的变化比 ZD603 稳压范围小，因此 ZD603 不会被重新齐纳击穿， Q606 基极电压不会再出现升高到导通电压的情况，从而保证继电器一直断开，保证消磁电路不影响电视的正常收看。 |
