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通常情况下，设计隔离式DC-DC转换器时遇到的xx阻碍便是变压器设计，设计者往往因此望而却步，从而选择其它更简捷的设计任务。利用市售的栅极驱动变压器特性，就可以获得四个单独的隔离直流输出。实际上，对于小功率DC-DC电源转换，栅极驱动变压器是个理想的选择，因为这种变压器已经做了电压和时间大乘积(ET或伏特微秒乘积)以及低漏电感的优化。
一款高磁导率且在高开关频率(FSWX)下有低损耗的磁芯可支持一般的10V~15V初级电压，且在100kHz~500kHz开关频率时有500ns~5μs的典型导通时间。该电压和时间范围正是DC-DC转换器设计所需。同时，已经针对低泄漏电感选择了一种磁芯几何尺寸以及绕组结构，以减少上升和下降时间，同时有低的振铃。xx，所使用的线规足以让DC-DC转换器处理数10mA级的绕组电流，而没有过多的铜线损耗。
Pulse Electronics公司的P0585栅极驱动变压器含有五个绕组，每个绕组圈数都相同(参考文献1)。其中一个绕组使用三层绝缘线(TIW)，另外四个绕组使用标准绕组线。TIW绕组作为初级驱动，可获得一个RMS为3kV的标称主次级击穿电压。四个次级绕组之间的额定击穿电压并未确定，不过这种导线绝缘方式通常会用于离线电源情况，此时，各绕组之间的电压可高达400V。
隔离式电源输出提供了很大的灵活性。使用这种方式可以在不同地电势情况下，更加方便地打断接地环路，为远程电路供电，并且简化了对正负输出电压极性的选择。下图展示了这种变压器的四个次级绕组，它们产生四个独立的等电压输出。但这四个次级绕组可以有多种串/并结合，从而产生大量输出电压/电流的组合。
美信半导体生产的MAX13256H-桥电路变压器驱动器(IC1)最适合用于此类应用。它包含一个独立的变压器隔离DC-DC转换器所需要的全部功能。其内置FET可承受36V电压，并配置为两个独立的推挽式输出，以xx的50%占空比驱动变压器的初级，避免了铁芯饱和。该驱动器还包含可调的、强健的内部限流功能，从而为输出提供短路保护，且在故障排除之后能够xx地恢复。该驱动也包含欠压锁定(UVLO)功能，在输入电压过低时阻止开关活动。
增加的凌力尔特公司LTC6900时钟源(IC2)用于xx地调整开关频率。MAX13256本身有一个内部时钟，但是考虑到整个系统的兼容性或EMI原因，大多数用户可能会更倾向于自己设定开关频率。MAX13256支持使用一个外部TTL电平时钟，而且其UVLO特性确保IC1的VIN极上升到导通阈值前，IC2就上电并运行。RSET的值决定了IC2的输出频率，该频率设定为所需IC1开关频率的两倍。
上表中为开关频率为100kHz和500kHz时，输入电压为10V、12V和15V情况下的测量结果。由于采用高开关频率、低漏电电感及肖特基桥式整流器，即使用了低值(1μF)的表面安装陶瓷输出电容，输出电压的纹波也很小，不到20mV峰峰值。表中还给出了效率，以及因输出未稳压而造成输出电压与负载电流之间的变动关系。如果需要更低的噪声或者严格稳定的直流输出，可以使用线性稳压器来调节输出电压。
从这些测量结果可看出，满载是产生500mA峰值初电流时的负载。这是当RLIM为1kΩ时的MAX13256最小限流阈值。一些设计者可能想在低于这些经验性的满载电流水平上进行操作，从而获得更多裕度，以防止虚假的大电流触发。在较高开关频率下可以看到轻载输出电压的提升，原因是：这是一种为求简捷和高效而使用了较少阻尼器的设计。随着开关频率升高，产生了更多的漏电感能量，这些能量传递到次级绕组，提高了所测得的输出电压。
以下为检验该变压器运行参数是否符合数据手册规范的简要说明。P0585变压器有一个95VμsecxxET乘积。这个计算结果是初级绕组上施加的xx电压与该电压所持续xx时间(导通时间)的乘积。由于MAX13256是以xx的50%占空比驱动变压器初级，xxET乘积将出现在输入电压为15V时。在本设计中的100kHz最小开关频率下，最长导通时间为5μs，所以xxET乘积为75Vμsec，该值符合数据手册规范。
峰值磁通密度规格为2100G。在计算峰值磁通，数据手册中的方程式2A和2B均基于VIN和开关频率。同样，峰值磁通密度出现于VIN为15V且开关频率为100kHz时。注意在方程式2A中，“DON”为50%占空比或0.5，而不是单位为微秒的时间。在这些情况下，所计算的峰值磁通密度为1512高斯，符合数据手册中的规格。
运用变压器数据手册中的公式可计算出磁芯损耗。在100kHz时，损耗为0.468W，在500kHz时，损耗为0.117W，后者数值较小，原因是有较低的ET积。
运用变压器数据手册中的公式可算出铜线损耗为93.75mW。这个计算铜线损耗的简化公式是基于绕组的I2R损耗，而未考虑绕组的趋肤或接近效应。因此，这些简化结果与频率无关，而是基于初级绕组中的±500mA峰值电流，以及四个次级绕组中各自的±125mA峰值电流。
使用变压器数据手册中的升温公式以及上述计算的总损耗(100kHz下为561.75mW)，可得预期变压器的温升为37.2℃。
本设计使用P0585栅极驱动变压器，您也可以使用其他(更小的)市售栅极驱动变压器，尤其是需要较少电压输出，以及较小电流的时候。只需要确保您参照本设计所述方法检查了变压器的xxVμsec规范。
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